汪 波 胡 安 唐 勇 陳 明

（海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室 武漢 430033）

1 引言

絕緣柵雙極晶體管（IGBT）是一種綜合了功率場效應(yīng)晶體管（MOSFET）和雙極型晶體管（BJT）結(jié)構(gòu)的復(fù)合器件，并且同時吸收了二者的優(yōu)點[1]，具有輸入阻抗高、開關(guān)速度快、驅(qū)動功率小、飽和壓降低、控制電路簡單和承受電流大等特性，在各種電力電子變換裝置中得到了廣泛的應(yīng)用。自1986年投入市場后，IGBT迅速擴展應(yīng)用領(lǐng)域，成為中、大功率電力電子裝置的主導(dǎo)器件，不僅應(yīng)用于電力系統(tǒng)，而且也廣泛應(yīng)用于一般工業(yè)、交通運輸、通信系統(tǒng)、計算機系統(tǒng)和新能源系統(tǒng)。新一代溝槽柵場終止型 IGBT綜合了前幾代產(chǎn)品的優(yōu)點并采用最新的功率半導(dǎo)體制造工藝[2]，在前幾代結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上增加了一個重?fù)诫s的場終止層，提高了正向阻斷能力，得到了廣泛的應(yīng)用。

長期以來 IGBT的應(yīng)用選型一般還是采用經(jīng)驗的粗放式設(shè)計方法，難以做到優(yōu)化，往往留有過大的裕量，受到器件功率水平的限制，這種方法在大容量的電力電子變換裝置中會導(dǎo)致器件的串、并聯(lián)，其結(jié)果是器件的數(shù)目非常龐大，實現(xiàn)的復(fù)雜程度和難度非常高，而且體積、重量和可靠性難以滿足軍用移動作戰(zhàn)平臺的要求。導(dǎo)致這種狀況的原因一方面是由于對 IGBT內(nèi)部機理的研究不夠深入，對所能承受的實際電壓值難以做到準(zhǔn)確的計算，另一方面是由于對電壓擊穿的失效機理和失效模式理解不夠。

IGBT的過電壓擊穿失效是工程應(yīng)用中最常見的失效機理之一，由于電網(wǎng)波動、負(fù)載突變、電路故障以及電磁干擾的影響，尤其是在電力電子裝置中線路和器件內(nèi)部分布雜散電感的存在，開關(guān)時會感應(yīng)一個電壓尖峰疊加在母線電壓上，引起過電壓擊穿。通常認(rèn)為一旦超過其額定電壓就會引起過電壓擊穿，導(dǎo)致發(fā)生不可逆的失效，這種認(rèn)識誤區(qū)源于對 IGBT發(fā)生過電壓時的工作特性和過電壓擊穿失效機理認(rèn)識不足。國外對 IGBT擊穿電壓的計算推導(dǎo)以及發(fā)生電壓擊穿時的特性研究開展較早[3-6]，主要基于半導(dǎo)體物理知識研究 IGBT內(nèi)部反偏 PN結(jié)的雪崩電壓擊穿特性，且集中在 IGBT的發(fā)展早期，后期的研究熱點集中在結(jié)溫探測、電熱模型、壽命及可靠性評估，而對開關(guān)過程中的過電壓擊穿特性和失效機理分析很少涉及；國內(nèi)由于不具備大功率 IGBT芯片的研發(fā)和制造能力，還停留在封裝測試階段，一般研究器件的驅(qū)動保護較多，僅有少量的文獻和專著涉及到雪崩電壓擊穿和過電壓擊穿失效分析[7-9]。

本文基于 IGBT結(jié)構(gòu)和 PN結(jié)雪崩電壓擊穿原理，分析了場終止型 IGBT雪崩擊穿電壓的計算公式，并考慮溫度的影響，測量了在不同溫度時的雪崩擊穿電壓值。分析了關(guān)斷時由于電壓尖峰過大引起 IGBT過電壓擊穿時的電壓、電流特性，以及抑制電壓尖峰的方法。從熱平衡和能量與結(jié)溫升的角度分析了 IGBT過電壓擊穿的失效機理和失效模式，最后通過實驗驗證了 IGBT在不同電壓、電流條件下所能承受的短時過電壓擊穿能力。

2 IGBT雪崩電壓擊穿特性

2.1 IGBT雪崩擊穿分析

溝槽柵場終止型IGBT的結(jié)構(gòu)如圖1所示，可以看成是由MOSFET驅(qū)動的BJT。在IGBT處于正向阻斷狀態(tài)時，集電極電壓為正，發(fā)射極電壓為負(fù)，柵極電壓為零或負(fù)，J1結(jié)正偏，J2結(jié)反偏以承受外部高阻斷電壓。在N-寬基區(qū)和P+發(fā)射極之間加入了一層重?fù)诫s的 N+層，也稱為場終止層，可以有效阻止J2結(jié)的耗盡層穿通N-基區(qū)而延伸到P+底發(fā)射極，由于生產(chǎn)工藝的不同，場終止層在厚度、摻雜濃度上與穿通型 IGBT的緩沖層都有很大的不同。

圖1 溝槽柵場終止型IGBT結(jié)構(gòu)Fig.1 Field-stop trench gate structure of IGBT

當(dāng)IGBT承受外部阻斷電壓很高時，內(nèi)部J2結(jié)的空間電荷區(qū)電場隨著反偏壓的升高而增強到某一臨界值，點陣原子的電離直接成為少數(shù)載流子的抽取源而使反向電流急劇升高，從而產(chǎn)生大量的額外電子和空穴。當(dāng)空間電荷區(qū)中的最大電場強度超過這一臨界值時，在反偏電壓驅(qū)動下從中性區(qū)邊界漂移進來的載流子受電場加速獲得很高的動能，這些高能量的載流子在空間電荷區(qū)與點陣原子碰撞時使之電離，產(chǎn)生新的電子-空穴對。新生的電子-空穴對立即被強電場分開并沿相反方向加速，進而獲得足夠動能使另外的點陣原子電離，產(chǎn)生更多的電子-空穴對，載流子在空間電荷區(qū)倍增下去，反向電流迅速增大，發(fā)生雪崩擊穿，直至 PN結(jié)損壞。這個使得PN結(jié)電場增強到臨界值的外部電壓稱為IGBT的雪崩擊穿電壓。

2.2 雪崩擊穿電壓計算

IGBT處于正向阻斷狀態(tài)時，隨著電壓的逐漸增大，承受阻斷電壓的J2結(jié)耗盡層不斷向輕摻雜側(cè)N-基區(qū)展寬，耗盡層內(nèi)電場不斷增強。由于 IGBT是一種復(fù)合結(jié)構(gòu)器件，內(nèi)部PNP晶體管的放大作用會導(dǎo)致J2結(jié)的雪崩擊穿電壓降低，而場終止型結(jié)構(gòu)的N+層可以減小內(nèi)部晶體管的放大倍數(shù)，對提高器件的擊穿電壓有利。場終止型 IGBT的雪崩擊穿電壓值可表示為

式中，VA是IGBT雪崩擊穿電壓；VB是共基擊穿電壓；α是共基電流放大倍數(shù)；W是基區(qū)厚度；Wd是基區(qū)耗盡層寬度；D和τ分別為載流子擴散系數(shù)和壽命；NB是基區(qū)摻雜濃度；εSi和ε0分別為硅的介電常數(shù)和真空電容率；n為系數(shù)，對P+N結(jié)為6，對 PN+結(jié)為 4。

由式（1）可以看出，IGBT的雪崩擊穿電壓主要與寬基區(qū)的摻雜濃度和載流子壽命有關(guān)，通過提取基區(qū)摻雜濃度[10]和載流子壽命[11]代入方程可以計算出IGBT的雪崩擊穿電壓值。

考慮到溫度的影響，有

從上式可以看出，IGBT的雪崩擊穿電壓隨著溫度的升高而上升。

2.3 雪崩擊穿電壓測量

在 IGBT輸出特性曲線的截止區(qū)，即柵極電壓小于閾值電壓時，集電極電流幾乎不隨集-射極電壓的增加而變化，但是當(dāng)集-射極電壓到達(dá)雪崩擊穿電壓時，電流就會迅速上升。一般取柵極電壓為零時，通過監(jiān)測集電極漏電流的變化可以測量 IGBT雪崩擊穿電壓值。

圖2 IGBT輸出特性曲線Fig.2 Output characteristic of IGBT

選取兩種型號分別為 FS15R06VE3和GD50HFL120C1S的 IGBT，其額定電壓值分別為600V和1200V，通過底板溫控改變IGBT結(jié)溫，測量在不同溫度下的雪崩擊穿電壓值，結(jié)果如表所示。

表 不同溫度下的雪崩擊穿電壓Tab. Avalanche breakdown voltage under different temperatures

可以看出，IGBT雪崩擊穿電壓值會高于額定電壓值，且具有正溫度系數(shù)，約為0.7V/℃。

3 IGBT過電壓擊穿及抑制

3.1 IGBT過電壓擊穿

由于負(fù)載、線路和器件內(nèi)部分布電感的存在，關(guān)斷時電流的快速變化會感生一個電壓尖峰疊加在母線電壓上，另外工作過程中電網(wǎng)波動、負(fù)載突變、外部電磁干擾的影響也可能出現(xiàn)瞬時過電壓。IGBT發(fā)生過電壓擊穿時的電壓、電流波形如圖3所示，其中 IGBT型號為 FS15R06VE3，開關(guān)模式采用雙脈沖。

圖3 IGBT過電壓擊穿波形Fig.3 Over-voltage breakdown waveforms of IGBT

從圖3中可以看出，關(guān)斷時產(chǎn)生的感應(yīng)電壓疊加在母線電壓上，使得電壓尖峰超過了IGBT的雪崩擊穿電壓值，發(fā)生了電壓擊穿。此時雖然柵極已經(jīng)關(guān)斷，內(nèi)部 MOSFET導(dǎo)電溝道消失，集電極電流迅速下降，但是雪崩電壓擊穿產(chǎn)生的漏電流使得集電極電流并不是迅速下降到零，而是在擊穿期間慢慢下降，一直持續(xù)到雪崩電壓擊穿結(jié)束，電流下降到零，IGBT才完全表現(xiàn)為關(guān)斷。在發(fā)生電壓擊穿期間，IGBT集-射極兩端電壓被鉗位在雪崩擊穿電壓值，持續(xù)時間大約為 10μs，而在不發(fā)生電壓擊穿時IGBT關(guān)斷時間通常只有100多納秒。當(dāng)雪崩擊穿過程結(jié)束，IGBT又恢復(fù)其阻斷功能，在下一脈沖到來時，仍能夠正常開關(guān)工作，而沒有發(fā)生破壞性失效。這說明IGBT發(fā)生過電壓擊穿時，雪崩電壓擊穿本身不會損壞器件，是個可恢復(fù)性過程。

3.2 IGBT電壓尖峰抑制

由于電力電子變換裝置線路和器件內(nèi)部呈現(xiàn)感性，關(guān)斷時總會有電壓尖峰，完全消除雜散電感是不可能的，但是可以最大限度地減小線路寄生雜散電感，一般通過縮小整個電路的有效回路面積來實現(xiàn)，比較有效的方法是采用分層布線結(jié)構(gòu)，或使用連接母排，可最大限度地減小線路儲能，在給定的關(guān)斷速度下，電壓尖峰將會大大降低。另外采用適當(dāng)增大柵極驅(qū)動電阻也可抑制過電壓尖峰，但會增加器件的功率損耗，應(yīng)該看到IGBT發(fā)生過電壓擊穿時的功率損耗遠(yuǎn)大于增加的開關(guān)損耗，對于電壓尖峰接近或小幅超過雪崩擊穿電壓的情形下仍不失為一種過電壓抑制的方法。另外，半導(dǎo)體功率器件 IGBT對溫度極為敏感，隨著溫度的上升，過剩載流子壽命增大，從而導(dǎo)致關(guān)斷時電流下降過程變緩，關(guān)斷時間延長，電壓尖峰相應(yīng)地減小。

對 IGBT關(guān)斷時電壓尖峰與柵極驅(qū)動電阻和溫度的關(guān)系進行了實驗，柵極驅(qū)動電阻分別選為5.1Ω、12 Ω、56 Ω和 300 Ω，測試得到的關(guān)斷電壓尖峰波形如圖 4所示。用底板溫控加熱設(shè)備改變IGBT結(jié)溫，將溫度分別設(shè)定在25℃、50℃、75℃、100℃，采用單脈沖模式消除自熱的影響，測試得到的關(guān)斷電壓尖峰波形如圖5所示。

圖4 不同柵極電阻時的尖峰電壓Fig.4 Peak voltage under different gate resistance

從圖4、圖 5中可以看出，增大柵極驅(qū)動電阻和溫度升高都對關(guān)斷時的電壓尖峰抑制有利。

圖5 不同溫度時的尖峰電壓Fig.5 Peak voltage under different temperatures

4 IGBT過電壓擊穿失效機理和模式

4.1 失效機理

由以上分析可知，IGBT雪崩電壓擊穿是個可逆過程，本身不會損壞器件，但是在實際應(yīng)用中發(fā)生過電壓擊穿后往往會伴隨著器件的損壞，而且是不可逆的破壞性失效。為分析過電壓擊穿的失效機理，采用較大的分布電感以產(chǎn)生較大的電壓尖峰引起過電壓的實驗電路，IGBT型號仍為FS15R06VE3，母線電壓取為 400V，脈沖電流為10A，開關(guān)頻率為 5kHz，占空比為 0.5，采用多脈沖模式，測得IGBT電壓、電流波形如圖6所示。

圖6 IGBT過電壓擊穿失效波形Fig.6 Over-voltage failure waveform of IGBT

從圖6可以看出，IGBT經(jīng)過13個過電壓脈沖周期后失效，失去了開關(guān)控制能力，對外表現(xiàn)為短路。

IGBT過電壓擊穿的失效過程和機理可以從熱平衡和能量與溫升的角度來進行分析，工作時的功率損耗由導(dǎo)通功耗、開通功耗、關(guān)斷功耗和斷態(tài)功耗四部分組成，其中開通功耗和斷態(tài)功耗所占比例很小可以忽略。由于在關(guān)斷期間發(fā)生了過電壓擊穿，IGBT的集-射極端電壓被鉗位在雪崩擊穿電壓而變得很大，且集電極電流也是緩慢下降到零，產(chǎn)生了很大的功率損耗，在雪崩擊穿期間產(chǎn)生的焦耳熱為

其中積分區(qū)間為發(fā)生過電壓擊穿的時間，對于大功率 IGBT模塊，在過電壓擊穿期間功率損耗可以達(dá)到幾千瓦，相應(yīng)地產(chǎn)生的焦耳熱也遠(yuǎn)大于導(dǎo)通時產(chǎn)生的熱量。由于 IGBT是個多層密封結(jié)構(gòu)，內(nèi)部硅芯片工作時消耗電能轉(zhuǎn)化為熱量，相當(dāng)于熱源，硅芯片表面覆蓋有硅膠，阻止熱量向上傳遞，只能通過與之連接的直接覆銅層（DBC）向下傳遞，最后通過散熱器交換到周圍環(huán)境中。IGBT擊穿時在很短時間內(nèi)產(chǎn)生的焦耳熱，來不及通過底殼向外傳遞或傳遞的熱量很小，所產(chǎn)生的熱量促使結(jié)溫上升，而且在下一個過電壓擊穿過程到來時又會產(chǎn)生同樣的熱量，隨著溫度的上升，雪崩擊穿電壓變大導(dǎo)致產(chǎn)生的焦耳熱更大，形成熱量累積，經(jīng)過n個脈沖周期后，IGBT產(chǎn)生的總熱量為

IGBT過電壓擊穿產(chǎn)生的總熱量一小部分給DBC層加熱和通過散熱器傳遞到周圍環(huán)境中，另一大部分給內(nèi)部硅芯片加熱，促使結(jié)溫升高，結(jié)溫變化關(guān)系可表示為

式中，Qh為給 DBC層加熱的熱量，Qs為散熱器帶走的熱量，在毫秒級期間向外傳遞的熱量很少。

隨著溫度的不斷升高，IGBT內(nèi)部PN結(jié)的局部電流密度會增大，電流就被吸取到這個溫度最高的區(qū)域中去，一旦某一點的溫度到達(dá)本征溫度，局部的載流子產(chǎn)生率就很容易增大幾個數(shù)量級，于是IGBT內(nèi)部的PN結(jié)就會被一塊稱為中等離子體的細(xì)絲狀高電導(dǎo)本征半導(dǎo)體有效旁路，導(dǎo)致 PN結(jié)發(fā)生不可逆的退化。這種退化與單純的雪崩擊穿是不同的，發(fā)生雪崩擊穿時溫度一直低于本征溫度，對PN結(jié)并無損壞，而溫度升高引起的這種不可逆的退化會損壞 PN結(jié)。初始失效對外表現(xiàn)為短路，隨著溫度的繼續(xù)升高，中等離子體區(qū)的溫度可能超過電極接觸處金屬-硅低共熔合金的熔點，或者超過半導(dǎo)體的熔點，一旦芯片或鍵絲熔化，最終失效會表現(xiàn)為開路。

另外，IGBT發(fā)生過電壓擊穿且初始失效表現(xiàn)為短路后，在同樣的負(fù)載條件下，脈沖電流就會變成連續(xù)電流，由于在脈沖模式下的電流較大，通常會大于在連續(xù)模式下的電流，導(dǎo)致 IGBT承受過電流引起結(jié)溫的進一步上升，當(dāng)溫度到達(dá)鍵絲或硅芯片的熔點，最終會因為熔化而對外表現(xiàn)為開路。因此，IGBT的過電壓擊穿失效本質(zhì)上是由于產(chǎn)生的焦耳熱過大引起結(jié)溫升過高的熱擊穿失效。

4.2 失效模式

IGBT發(fā)生過電壓擊穿失效后打開封裝，去除表面覆蓋的硅膠，內(nèi)部硅芯片表面如圖7所示。圖7a為失效模式對外表現(xiàn)為短路時的硅芯片表面，也就是初始失效表現(xiàn)為短路后立即停止工作；圖 7b為失效模式對外表現(xiàn)為開路時的硅芯片表面，也就是初始失效表現(xiàn)為短路后仍繼續(xù)通電流直至表現(xiàn)為開路?？梢钥闯龆搪肥r表面并沒有熱熔化的痕跡，而開路失效可以明顯的觀察到表面硅芯片熔化的痕跡。

圖7 IGBT芯片失效表面Fig.7 Failure surface of IGBT chip

5 實驗及分析

對 IGBT在不同電壓、電流時的短時過電壓擊穿承受能力進行了實驗驗證，IGBT型號為FS15R06VE3。實驗條件為：開關(guān)頻率為5kHz，占空比為0.5，采用連續(xù)多脈沖模式，母線電壓400V，減小負(fù)載電阻將電流提高到15A，增大母線電壓到500V，調(diào)節(jié)負(fù)載電阻使電流維持在10A，分別測得IGBT電壓、電流波形如圖8所示。

從圖6和8a可以看出，在同樣的電壓條件下，增大電流到15A后，IGBT經(jīng)過3個過壓脈沖周期就發(fā)生了失效；圖8b相比于圖6是在同樣的電流下，增大母線電壓到500V后經(jīng)過10個脈沖周期發(fā)生了失效。對比發(fā)現(xiàn)，在電壓相同而電流不同的情況下，雖然過壓擊穿持續(xù)時間相差不多，均為10μs左右，但是電流較大時在同樣的時間內(nèi)產(chǎn)生的熱量更多，所以能承受的過壓脈沖周期更短；而在電流相同時，電壓較高會使得過壓擊穿的持續(xù)時間明顯增大，從10μs增大到15μs，產(chǎn)生的熱量也增加了，所能承受的過壓脈沖時間更短。

圖8 不同電壓、電流時的波形Fig.8 Waveforms of different voltages and currents

以上實驗和分析表明，即使 IGBT在關(guān)斷瞬態(tài)時由于電壓尖峰過大發(fā)生了過電壓擊穿，只要累積的熱量不會造成結(jié)溫升高到本征失效溫度，通過外部動作使 IGBT在失效前能及時退出過電壓擊穿狀態(tài)，則 IGBT就不會發(fā)生破壞性的失效，也就是說IGBT在一定條件下可以承受短時過電壓擊穿，在這個時間范圍即使發(fā)生了過電壓仍不會發(fā)生破壞性失效。

6 結(jié)論

本文分析了 IGBT關(guān)斷時由于電壓尖峰過大引起過電壓擊穿的電壓、電流工作特性，發(fā)現(xiàn)過電壓擊穿失效的本質(zhì)在于雪崩電壓擊穿時產(chǎn)生的焦耳熱累積引起結(jié)溫不斷上升的熱擊穿失效，其失效模式初始表現(xiàn)為短路，最終表現(xiàn)為開路。通過實驗發(fā)現(xiàn)IGBT可以承受短時過電壓擊穿的能力，只要在發(fā)生熱擊穿失效前能及時退出過電壓擊穿狀態(tài)，就不會損壞器件，只有結(jié)溫升高到本征溫度才會發(fā)生不可逆的失效。

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