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        一種通信用寬頻帶Wilkinson 功分器的優(yōu)化設計*

        2011-06-08 08:41:14俞海波
        雷達與對抗 2011年4期
        關鍵詞:特性阻抗功分器微帶線

        俞海波

        (中國電子科技集團公司第十四研究所,南京 210039)

        1 引言

        功率分配器是將單路輸入信號功率分成若干路輸出的一種微波元件,屬于微波多端口網(wǎng)絡。功分器可分為二進制和累進制等,功率可以是等分的,也可以是不等分的。二進制功分器在實際中應用比較多,而Wilkinson 功分器就是一種常見的二進制功分器。單節(jié)變換的Wilkinson 功分器工作頻帶較窄,在中心頻率時性能較好,在頻帶邊緣往往輸入駐波比較差。為了增加工作帶寬,在微帶電路中常應用阻抗變換實現(xiàn)帶寬的展寬。阻抗變換主要有漸變線、四分之一波長階梯阻抗變換器、短節(jié)變阻器等幾種形式。為了拓展功分器的頻帶寬度,本文采用四分之一波長階梯阻抗變換器??紤]到各個阻抗變換段的長度和隔離電阻的安裝位置,本文設計的Wilkinson 功分器采用“蛇形”布局,以減小功分器總的尺寸。在變換段的末端,微帶線寬度較大,相鄰兩節(jié)變換段距離過近,會存在微帶線之間互耦效應,在設計過程中應充分考慮并加以利用。

        2 多節(jié)阻抗變換器的寬頻帶特性分析[1-4]

        設多節(jié)阻抗變換器有n節(jié),參考面有T0,T1,T2,…,Tn,共(n+1)個,相應地有(n+1)個反射波。這些反射波返回到T0面時,彼此以一定的相位(取決于行程差)疊加起來,見圖1。

        由于反射波很多,每個反射波的振幅都很小,相位各異,所以疊加起來的結果總是會有一些波彼此抵消或部分抵消。因此,總的反射波就可以在較寬的頻帶內(nèi)保持較小的值。這就是說,大量而分散的較小的不連續(xù)與少量而集中的較大的不連續(xù)相比,前者可以在更寬的頻帶內(nèi)獲得更好的匹配。

        引入歸一化參量:

        這里cos2iθ的系數(shù)為

        其大小取決于參數(shù)R,P1,P2,…,Pn共(n+1)個參數(shù)的取值。

        阻抗變換器輸入端全匹配的條件是輸入端駐波系數(shù)等于1,因此n節(jié)阻抗變換器的匹配條件為

        這是cos2θ的n 次方程,在系數(shù)滿足一定條件下(可以通過調(diào)整參數(shù)R,P1,P2,…,Pn來實現(xiàn)),有n個零點。這就是說,通過正確選擇參量R,P1,P2,…,Pn,總可以使n節(jié)變換器在n個頻率點上得到完全匹配。所以一般地說,節(jié)數(shù)越多,頻響曲線上的零點就越多,匹配的頻帶就越寬。

        3 微帶線互耦效應的特性阻抗[2,5]

        微帶線傳輸?shù)氖菧蔜EM 模,因此必須在奇模和偶模兩種狀態(tài)下分析耦合微帶線,分別求出其奇、偶模電容以及奇、偶模的相速,從而求出奇、偶模特性阻抗。

        在準靜態(tài)條件下,利用保角變換法求出耦合微帶線參數(shù)。假設導體帶厚度t=0,奇模電容與偶模電容的等效介電常數(shù)可表示為

        其中,Co(1)和Ce(1)為填充介質(zhì)全部是空氣時單根導體帶對地板的奇模電容和偶模電容,Co(εr)和Ce(εr)為填充了相對介電常數(shù)εr介質(zhì)時單根導體帶對地板的奇模電容和偶模電容。另外,奇模相速vpo和偶模相速vpe表示為

        所以,奇模特性阻抗Zco和偶模特性阻抗Zce分別為

        式中,Zco(1)和Zce(1)分別為完全是空氣填充時耦合微帶線的奇模和偶模特性阻抗。利用保角變換可求得Zco(1)和Zce(1)為

        4 仿真設計

        本文設計一分二微帶等分功分器,工作頻帶0.5~3.5 GHz,選用相對介電常數(shù)為2.55的微波復合介質(zhì)基板,厚度H=1.0 mm。由于工作帶寬較大,根據(jù)上述多節(jié)阻抗變換器的寬頻帶特性分析,采取七級阻抗變換設計。由微帶線互耦效應的特性阻抗,求得各節(jié)阻抗變換段的特性阻抗Z1=88.7 Ω,Z2=82.985 Ω,Z3=76.82 Ω,Z4=70.71 Ω,Z5=65.085 Ω,Z6=60.255 Ω,Z7=56.37 Ω,進而得到各節(jié)阻抗變換器的寬度W1=1.54 mm,W2=1.12 mm,W3=1.31 mm,W4=0.97 mm,W5=1.78 mm,W6=2.04 mm,W7=2.27 mm。

        圖2 多節(jié)寬帶功分器模型

        圖3 一分二等分功分器VSWR

        圖4 一分二等分功分器的隔離度

        圖5 一分二等分功分器輸出端口的幅度

        圖6 一分二等分功分器輸出端口的相位

        5 結束語

        本文設計了一分二等分微帶功分器,由于采用多節(jié)阻抗變換,所以該功分器工作頻帶從0.5~3.5 GHz到。為了減小尺寸,將7節(jié)變換段以“蛇形”排列,還考慮微帶線互耦因素的影響,利用Ansoft HFSS 進行優(yōu)化。在工作頻帶內(nèi),設計的功分器駐波小于1.4,兩輸出端口的幅相一致性較好,兩輸出口間的隔離度達20 dB,其主要電訊指標滿足大容量通信天線系統(tǒng)的要求。

        [1]王新穩(wěn),李萍.微波技術與天線[M].北京:電子工業(yè)出版社,2003.

        [2]廖承恩,陳達章.微波技術基礎[M].北京:國防工業(yè)出版社,1979.

        [3]顧其諍,項家楨,袁孝康.微波集成電路設計[M].北京:人民郵電出版社,1978.

        [4]Srisathit S,Virunphun S,Bandudej K,et al.A Dualband 3 dB Three-port Power Divider Based on a Two section Transmission Line Transformer[J].IEEE MTT-S Int.Microwave Symp.Dig,2003,1(8-11):35-38.

        [5]R Garg,I J Barl.Characteristics of coupled microstriplines[J].IEEE MTT.1979,7(27):700-705.

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