薛曉明楊

（1. 常州信息技術(shù)學院計算機學院 常州 213164 2. 江蘇科技大學電氣工程學院 鎮(zhèn)江 212003）

一種統(tǒng)一的無刷直流電機直接反電動勢法

薛曉明1楊2

（1. 常州信息技術(shù)學院計算機學院 常州 213164 2. 江蘇科技大學電氣工程學院 鎮(zhèn)江 212003）

無刷直流電機直接反電勢法研究已經(jīng)得到了比較廣泛的開展，但只適用于上管調(diào)制、下管恒通的控制方式。在研究無刷直流電機傳統(tǒng)模型的基礎(chǔ)上，根據(jù)無刷直流電機的工作原理，構(gòu)建了無刷直流電機的簡化模型，由此簡化模型分析了不同 PWM技術(shù)斷開相端電壓的特點，提出了通過在PWM開通期間采樣斷開相端電壓與二分之一的母線電壓相比較檢測反電動勢過零點的方法，并進行了樣機實驗。實驗結(jié)果表明：提出的方法能在很寬的電機速度范圍內(nèi)，精確地獲得不受PWM影響的反電動勢過零點。

直接反電動勢法 無刷直流電機 PWM 無位置傳感器 轉(zhuǎn)子位置檢測

1 引言

無刷直流電機（BLDCM）以它優(yōu)越的性能，被廣泛地應(yīng)用于辦公自動化、電動汽車、電動自行車、家用電器等各個領(lǐng)域。在無刷直流電機的控制中，轉(zhuǎn)子位置的檢測是至關(guān)重要的。傳統(tǒng)的無刷直流電機采用一套位置傳感器來獲得轉(zhuǎn)子位置信息，從而控制逆變器換相使電流與反電動勢相位一致，但使用位置傳感器存在工藝安裝、周圍環(huán)境等多種因素的不利影響，因此無刷直流電機的無位置傳感器控制成了研究的熱點[1]。無刷直流電機在正常導(dǎo)通時期只有兩相繞組通電，另外一相繞組斷開，斷開相繞組的端電壓反映了該相繞組的反電動勢信息，利用無刷直流電機的這個特點，一些間接和直接檢測斷開相繞組反電動勢的方法被提了出來[2-10]。文獻[2-4]提出的通過測量斷開相繞組端電壓和虛擬電機中性點電壓之間的關(guān)系來間接獲得反電動勢過零點的方法應(yīng)用最廣泛，但這種方法需要重構(gòu)電機虛擬中性點，而且濾波電路的使用會導(dǎo)致檢測信號與實際反電動勢過零點信號產(chǎn)生相移。文獻[5]通過檢測定子繞組三次諧波電壓來間接獲得反電動勢過零點，不受PWM調(diào)制方式的影響，但也需要重構(gòu)電機虛擬中性點。文獻[6]提出的通過檢測逆變器續(xù)流二極管的導(dǎo)通現(xiàn)象來間接獲得反電動勢過零點的方法，該方法無需虛擬中性點，但其檢測電路需要六路獨立的電源供電，增加了系統(tǒng)的成本。文獻[7-9]提出了直接檢測反電動勢過零點方法，這種方法通過PWM關(guān)斷期間直接采樣斷開相的端電壓過零點來獲得該相反電動勢過零點信號，無需重構(gòu)電機中性點和使用濾波電路，克服了間接反電動勢法所有缺點，已制成專用芯片[10]，但它只適用于上管PWM、下管恒通的調(diào)制方式。文獻[11-12]提出了一種改進的低成本直接反電動勢法，但只能適用于全橋PWM調(diào)制方式，而且全橋PWM調(diào)制方式逆變器的功率損耗是半橋PWM調(diào)制方式的兩倍，因此這種方法并沒有實用價值。為了解決上述問題，本文提出通過在PWM開通期間采樣斷開相端電壓與二分之一的母線電壓相比較檢測反電動勢過零點的方法，理論分析和實驗結(jié)果證明，提出的方法能適用于各種 PWM控制策略對轉(zhuǎn)子位置的檢測，而且硬件實現(xiàn)簡單，成本低廉，具有很強的通用性。

2 無刷直流電機的簡化模型

兩相導(dǎo)通三相六狀態(tài)的無刷直流電機由電機本體、位置檢測器、控制器和逆變器組成，傳統(tǒng)的等效電路如圖1a所示。圖1a中AH、BH、CH為逆變器的上臂開關(guān)，AL、BL、CL為逆變器的下臂開關(guān)；R和L為電機的等效電阻和等效電感；ea、eb、ec為電機三相繞組的反電動勢。控制器包括換相信號形成和 PWM 信號產(chǎn)生電路，用于把位置檢測信號轉(zhuǎn)換成逆變器的六個開關(guān)驅(qū)動信號。

根據(jù)無刷直流電機的工作原理，在一個 360°電角度周期內(nèi)，不論與電機連接的六個開關(guān)應(yīng)用何種PWM驅(qū)動信號，只有兩相繞組中有電流流通。由此，可得無刷直流電機簡化的等效主電路，如圖1b所示。圖1b中P相、N相為A、B、C三相中任意導(dǎo)通的兩相，而O相為A、B、C三相中不導(dǎo)通的那一相；PH代表上橋臂AH、BH、CH三個開關(guān)的任一開關(guān)，驅(qū)動對應(yīng)關(guān)系為：NL代表下橋臂AL、BL、CL三個開關(guān)的任一開關(guān)，驅(qū)動對應(yīng)關(guān)系為：為導(dǎo)通兩相繞組的反電動勢，eO為未導(dǎo)通相繞組的反電動勢，且eP=?eN；VP、VN為導(dǎo)通的兩相繞組的端電壓，VO為未導(dǎo)通相繞組的端電壓；Vn為三相繞組星型聯(lián)結(jié)中點對地的電壓；iP、iN為導(dǎo)通兩相繞組的相電流，iO為未導(dǎo)通相繞組的相電流，且iP=?iN，iO=0。

圖1 無刷直流電機等效電路Fig.1 Equivalent circuit for brushless DC motor

3 不同PWM調(diào)制技術(shù)的斷開相端電壓分析

針對不同的應(yīng)用，無刷直流電機常用的調(diào)制方法有H-PWM-L-ON、PWM-ON、ON-PWM、PWMON-PWM四種[5]。不同PWM調(diào)制方式PH、NL開關(guān)驅(qū)動信號與斷開相反電動勢eO的對應(yīng)關(guān)系如圖2所示。從圖2可知，在每個60°電角度狀態(tài)期間，未導(dǎo)通相反電動勢要么從+E變化到?E，要么從?E變化到+E。根據(jù)圖1b所示的無刷直流電機簡化模型，無刷直流電機的端電壓方程可表示為

將eP=?eN，iP=?iN，iO=0代入式（1）～式（3）并整理，得到斷開相端電壓為

從式（4）中可知，斷開相端電壓取決于兩個導(dǎo)通相的端電壓和斷開相的反電動勢，下面以O(shè)N-PWM調(diào)制方式為例進行分析。

（1）斷開相反電動勢從+E漸變?yōu)?E階段。如圖2中的0°～60°，120°～180°，240°～300°所示，此時對應(yīng)的驅(qū)動信號GPH恒為高電平，GNL為PWM。

圖2 不同PWM調(diào)制方式PH、NL開關(guān)驅(qū)動信號與斷開相反電動勢Fig.2 Driving signals for PH and NL switch and open-phase EMF in different PWM modulation modes

當GNL為高電平時，等效電路如圖3a所示，斷開相端電壓為

當GNL為低電平時，等效電路如圖3b所示，斷開相端電壓為

（2）斷開相反電動勢從?E逐漸變?yōu)?E階段。如圖 2中的 60°～120°，180°～240°，300°～360°所示，此時對應(yīng)的驅(qū)動信號為GNL恒為高電平，GPH為PWM。

當GPH為高電平時，等效電路如圖3a所示，斷開相端電壓與式（5）相同。

當GPH為低電平時，等效電路如圖3c所示，斷開相端電壓為

圖3 等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit diagram

同理，可以推導(dǎo)出其他三種PWM調(diào)制策略的斷開相端電壓，見下表。

從下表可以看出，無論哪種PWM調(diào)制策略，也不管斷開相反電動勢的變化方式，在上下開關(guān)都導(dǎo)通期間，斷開相的端電壓始終等于VDC/2+eO，如表中陰影部分所示。因此，如果在PWM開通期間采樣斷開相端電壓與 VDC/2相比較得到的過零點，就是該相的反電動勢過零點信號。但如果在 PWM關(guān)斷期間采樣端電壓，不同的PWM調(diào)制策略和不同的斷開相反電動勢變化方式，獲得斷開相端電壓過零點的比較電壓是不相同的，必須在0、VDC/2和VDC之間變化。兩者相比較，顯然應(yīng)用PWM開通期間檢測反電動勢過零點不受 PWM 調(diào)制方式的影響，據(jù)此構(gòu)成的反電動勢過零點檢測電路如圖4所示。圖4中VD1、VD2、R1、R2用于對端電壓進行分壓和限幅，使其不會超出CD4051要求的電壓。CD4051為多路選擇器，對三相端電壓的輸出信號進行選擇，即每60°電角度只將斷開相的端電壓送入到后級比較器中，CD4051的控制信號CS1、CS2、CS3由可編程序控制器的I/O提供。R3、R4、VDZ、LF353構(gòu)成滯環(huán)比較器，用來消除反電動勢過零點附近的不正常跳變，滯環(huán)電壓為0.3V。74LS74為D觸發(fā)器，CP端由開關(guān)的PWM來控制，實現(xiàn)將PWM開通期間檢測到的反電動勢過零點信號進行鎖存的目的。

表 不同PWM調(diào)制策略的斷開相端電壓Tab. Terminal voltage of open-phase in different PWM modulation modes

圖4 檢測電路圖Fig.4 Detection circuit diagram

4 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，搭建了一套無刷直流電機調(diào)速系統(tǒng)進行了實驗。電機參數(shù)為：額定電壓為36V，額定轉(zhuǎn)速為2000r/min，逆變器開關(guān)頻率為16kHz，控制器采用EPF6024可編程芯片。不同PWM調(diào)制技術(shù)、不同轉(zhuǎn)速下，斷開相端電壓VO、反電動勢過零點信號 ZO、等效的上下管驅(qū)動信號GPH和GNL實測波形如圖5和圖6所示。

圖5 電機轉(zhuǎn)速為100r/min時，不同PWM調(diào)制方式下，VO，ZO，GPH和GNL的實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of VO, ZO, GPHand GNLunder different PWM modulations when motor rotational speed is 100r/min

圖6 電機轉(zhuǎn)速為1800r/min時，不同PWM調(diào)制方式下，VO，ZO，GPH和GNL的實驗波形Fig.6 Experimental waveforms of VO, ZO, GPHand GNLunder different PWM modulations when motor rotational speed is 1800r/min

從圖5和圖6中可以發(fā)現(xiàn)，不同的調(diào)制方式，斷開相端電壓VO的波形并不相同，但在5%～100%的電機速度范圍內(nèi)，不論等效上管驅(qū)動信號 GPH采用何種PWM調(diào)制方式，也不論斷開相端電壓VO的波形如何變化，在PWM開通期間，當斷開相繞組端電壓 VO=VDC/2時，ZO就出現(xiàn)一個跳變，這說明檢測的反電動勢過零點與PWM調(diào)制方式無關(guān)。

不同PWM調(diào)制技術(shù)、不同轉(zhuǎn)速下，A相端電壓Va、A相反電動勢ea、A相繞組電流ia、AH開關(guān)管驅(qū)動信號GAH實測波形如圖7和圖8所示。

從圖7和圖8可以看出，在5%～100%的電機速度范圍內(nèi)，不同的調(diào)制方式下，盡管電機A相端電壓的波形有差異，但不論何種PWM調(diào)制方式，A相繞組電流ia出現(xiàn)的時刻與該相反電動勢ea平頂出現(xiàn)的時刻，以及兩者平頂部分的寬度完全一致，即電機都能準確換相。

圖7 電機轉(zhuǎn)速為100r/min時，不同PWM調(diào)制方式下，Va，ea，ia和GAH的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of Va, ea, iaand GAHunder different PWM modulations when motor rotational speed is 100r/min

圖8 電機轉(zhuǎn)速為1800r/min時，不同PWM調(diào)制方式下，Va，ea，ia和GAH的實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of Va, ea, iaand GAHunder different PWM modulations when motor rotational speed is 1800r/min

5 結(jié)論

本文提出了一種通過在 PWM 開通期間采樣斷開相端電壓與 1/2的母線電壓相比較直接檢測反電動勢過零點的方法，該方法既保留了已有直接反電動勢法無需重構(gòu)電機中性點，無需使用濾波電路的優(yōu)點，同時又能適應(yīng)于半橋調(diào)制、全橋調(diào)制和PWM-ON-PWM調(diào)制等各種PWM調(diào)制方式。實驗證明，該方法可以在 5%～100%的速度范圍內(nèi)良好地工作，整個檢測電路簡單，具有很強的實用性。

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A Unified Approach to Direct Back EMF Detection for Brushless DC Motor

Xue Xiaoming1Yang Chong2

(1. Changzhou College of Information Technology Changzhou 213164 China 2. Jiangsu University of Science and Technology Zhenjiang 212003 China)

The direct back electromotive force(EMF) detection method by synchronously sampling the motor back EMF during the pulse width modulation (PWM) off time has been extensively applied in a sensorless brushless DC (BLDC) motor drive. But this direct back EMF sensing scheme is only suitable for the mode whose high side switch is PWM and low side switch is on. On the basis of the research into the traditional model and the working principle of the brushless DC motor, a simplified model of the brushless DC motor is formulated, by which an analysis of the voltage characteristics under different PWM technologies is made. A method of obtaining the back EMF zero-crossing information by comparing the open phase voltage with one half of DC link voltage during PWM on time is proposed and experimented on the prototype. The experimental results show that the proposed control algorithm does satisfactory performance over a wide operation range under various PWM modulation modes.

Direct back electromotive force detection method, brushless DC motor, PWM, sensorless, rotor position detection

TM351

薛曉明 男，1965年生，研究員級高工，碩士生導(dǎo)師，研究方向為開關(guān)電源和無刷直流電機控制技術(shù)。

2009-06-26 改稿日期 2010-05-15