張麗霞顏湘武康 偉李和明

（1. 中國石油大學信息與控制工程學院 東營 257061 2. 華北電力大學電氣與電子工程學院 保定 071003）

測試系統(tǒng)變流技術

張麗霞1顏湘武2康 偉1李和明2

（1. 中國石油大學信息與控制工程學院 東營 257061 2. 華北電力大學電氣與電子工程學院 保定 071003）

針對動力蓄電池組對其測試系統(tǒng)變流器輸出特性的特殊要求，設計了用于動力蓄電池組測試的電流型PWM整流器的主電路結構，并提出了基于dq變換的電流型SVPWM整流器的控制策略。該裝置可在較寬的電壓、電流輸出范圍內輸出紋波小、響應速度快的測試電流，運行于高功率因數并將電池放電的能量無諧波污染地回饋電網。為了驗證以上設計方法，進行了基于Matlab的電池充放電仿真實驗；研制了基于dq變換的電流型PWM方式的動力蓄電池組測試系統(tǒng)變流器樣機，并完成了整機調試。仿真和試驗驗證了以上方法的正確性和先進性。

電流型整流器 SVPWM 電池測試 dq變換

1 引言

動力蓄電池組（以下簡稱電池組）測試的核心技術之一是電池組測試系統(tǒng)的變流技術。電池組對測試電流的紋波非常敏感，電流紋波過大不但嚴重影響測試系統(tǒng)的精度，甚至會令電池提前損壞，造成循環(huán)壽命、容量、內阻等重要參數測量的不準確[1]。因此電池組測試對變流器輸出的測試電流有嚴格的要求，如充放電電流紋波小，電流響應速度快等，這就要求測試系統(tǒng)所采用的變流器必須具有良好的輸出電流特性。

而電池組內阻極小而且本身具有反電動勢，極小的電壓紋波可能引起較大的電流紋波[2]，研究表明，相控方式和PWM方式的整流器用于電池組測試時都存在紋波超標的問題。為了輸出低紋波快速響應的測試電流，傳統(tǒng)的電池組測試都是采用線性調節(jié)器方式的變流器。但此電路存在很大的缺陷，如功耗大、能量單方向流動、功耗對測試環(huán)境的不利影響、不易于大功率化等。

采用傳統(tǒng)的線性調節(jié)器方式的變流器已不能滿足現今電池組測試對變流技術提出的高標準要求。總的來說，如今電池組測試本質上可以歸結為一個高性能電力電子變流技術問題，它要求變流器具有以下能力[3]：①高電壓、大電流（如 450V/500A，225kW）、大功率輸出能力。②電壓、電流均全范圍可調。③響應速度快。④輸出電流、電壓快速達到恒定，而非通常的平均值或有效值恒定。⑤具有雙向變流能力，能量可以回饋電網。⑥網側功率因數高，無諧波污染。⑦節(jié)省有色金屬，整機的能量轉換效率高等。

針對以上要求，對電流型雙向PWM整流器做了初步的研究設計，提出了適用于動力蓄電池組充放電的電流型PWM變流器主回路結構；并論證了基于dq變換的電流型SVPWM整流器的控制策略。利用以上方法設計的變流器具有易于大功率化，有寬范圍的輸出電壓、電流調節(jié)能力，響應速度快，網側高功率因數等優(yōu)點，尤其是針對內阻小的負載（如動力蓄電池組），能夠具有良好的輸出特性。

2 變流器結構及工作原理

長期以來，關于電流型PWM整流器有源逆變的研究較少。主要原因之一是電流型PWM的電路結構和控制方式較為復雜，相比之下電壓型 PWM更容易實現電池組負載的有源逆變（電池放電）。但是對動力蓄電池組進行測試的時候，要求整流器的輸出電壓寬范圍可調 (電壓調節(jié)范圍是0～UN)，而電壓型 PWM整流器只能提供高于電源電壓的恒定直流電壓，在要求低于電源電壓的場合，還需一級降壓電路，否則很難實現對整流器的設計[4]。而電流型PWM整流器提供的是恒定的直流電流，其直流電壓可調，并且低于電源電壓，因此輸出電壓可調范圍為0～UN，輸出電流可調范圍為0～IN。另外，電流型 PWM 整流器用作直流電源具有動態(tài)響應快，便于實現四象限運行[5]，由此可見，以電流型PWM整流器比電壓型 PWM整流器更適于電池組測試系統(tǒng)的變流器的設計。

電流型PWM整流器直流側的電壓極性可以改變，電流方向不能改變，因此不可能像電壓型整流器通過改變輸出電流的方向直接對電池組進行放電。如圖1所示，假設E為電網電壓，V為交流側電壓，VL為電感兩側電壓，I為交流測電流。根據PWM 整流器交流側運行時穩(wěn)態(tài)矢量關系，如果電池通過整流器充電，則電網電動勢與網側電流矢量平行且同向，此時整流器網側呈現正阻特性；如果電池通過整流器放電，則電網電動勢與網側電流矢量平行且反向，此時整流器網側呈現負阻特性，電網吸收有功功率，實現電池能量高功率因數回饋電網[6]。

圖1 PWM整流器交流側穩(wěn)態(tài)矢量關系Fig.1 AC side steady-state vector relation of PWM converter

基于以上考慮，論文設計了適用于動力蓄電池組充放電的電流型PWM變流器主回路結構，如圖2所示。電池組充放電主回路采用電流型 PWM半橋變流結構，其直流側輔以電池極性切換電路，以實現動力蓄電池組測試時能量的雙向流動，VT1～VT4為晶閘管。用來完成電池組充、放電時極性的轉換。當空間電流矢量的指令電流與交流側電壓同相位時，PWM整流器處于整流狀態(tài)，VT1，VT4開通，電池組充電；當指令電流與交流側電壓反相位時，整流器處于逆變狀態(tài)，VT2，VT3開通，電池組開始放電，此時變流器的交流側電壓電流反相位，電網吸收有功功率，電池能量以高功率因數回饋電網。

圖2 動力蓄電池組測試系統(tǒng)電流型PWM變流器結構Fig.2 Circuit diagram of current mode PWM rectifier in the power accumulator battery testing system

3 控制系統(tǒng)設計

動力蓄電池組測試系統(tǒng)的主要控制目的：一是調節(jié)直流側電流使其跟蹤給定值保持恒定；二是通過控制交流側電流以獲得要求的功率因數并且基本不含諧波，即實現交流電流的波形控制。根據交流側電流是否參與控制，電流型PWM變流器的電流控制策略可分為間接電流控制和直接電流控制兩種。間接控制算法依賴于CSR主電路參數，一旦這些參數變化，則必然影響交流側電流的控制性能。采用三相CSR交流側電流的直接控制，是通過網側電流的閉環(huán)跟隨控制，運算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值。由于閉環(huán)控制不僅對指令具有跟隨性，而且對含在控制環(huán)內的擾動（包括參數擾動）具有一定的抑制作用，因而相對于間接電流控制而言，采用直接電流控制方法，交流側電流控制的動、靜態(tài)性能得到了很大改善。

本文采用的方法是基于三相 CSR三值邏輯PWM控制的直接電流控制方法，PWM整流器采用SVPWM的生成方式，因為SVPWM比其他方式電流利用率高，響應速度快?；?dq變換的電流型SVPWM動力蓄電池組測試系統(tǒng)變流器主電路及其控制結構如圖3所示。

圖3 基于dq變換的電流型SVPWM雙閉環(huán)控制結構Fig.3 The double close-loop control diagram of current mode SVPWM based on dq transform

研究三相CSI主電路傳遞結構，為了敘述簡便以單相為例，其電路結構如圖4所示。

圖4 單相CSI主電路傳遞結構Fig.4 Main circuit structure of single-phase CSI

由文獻[6]知網側電流 Is(s) 由兩部分組成：一部分是對電網電動勢 Es(s) 的響應；另一部分是對交流側電流的響應。一般情況下，PWM裝置可以近似看成是一個一階慣性環(huán)節(jié)，即當Ts足夠小，即Tsω＜＜1時，PWM裝置即可以看成一個增益為KPWM的比例環(huán)節(jié)。當PWM開關頻率遠高于單相CSR電網基波頻率時，若忽略交流側電流It(s) 中的諧波分量，即只考慮其基波分量。而且，系統(tǒng)傳遞函數為單變量輸入和單變量輸出，當電網電動勢穩(wěn)定時，可忽略電網電動勢 Es(s) 擾動對控制系統(tǒng)的動態(tài)影響。簡化后系統(tǒng)的雙閉環(huán)傳遞結構，如圖5所示。

圖5 簡化后的系統(tǒng)雙閉環(huán)傳遞結構Fig.5 Simplified double close-loop transfer structure

3.1 電流內環(huán)控制器的設計

對于三相CSR控制系統(tǒng)設計，仍先考慮一相變量之間的關系。由圖4可以看出，由于交流側每相存在兩個儲能元件L和C，則電流內環(huán)系統(tǒng)固有傳遞函數為

可以看出，內環(huán)系統(tǒng)固有傳遞函數為一個二階系統(tǒng)，此二階系統(tǒng)的阻尼比ξ和自然振蕩角頻率nω分別為

將動力蓄電池組負載相關數據代入式（2），可知0＜ξ＜1，故此系統(tǒng)為欠阻尼二階系統(tǒng)，其兩個特征根為

式中 ωd——阻尼振蕩頻率

當τ值很小時，β值也很小，從而 sinβt＜＜ωn，故可以忽略特征根中虛數部分的影響，只考慮其實數部分，從而可認為

則電流內環(huán)系統(tǒng)固有傳遞函數化簡為

為了使電流內環(huán)獲得良好的電流跟隨性能，可按結構相對較為簡單的典型Ⅰ型系統(tǒng)來整定電流內環(huán)控制系統(tǒng)。針對簡化的內環(huán)系統(tǒng)固有傳遞函數的雙慣性環(huán)節(jié)，內環(huán)控制器R1(s) 采用PI調節(jié)器，即

則電流內環(huán)開環(huán)傳遞函數為

根據模最優(yōu)校正方法將其整定為典型Ⅰ型系統(tǒng)，則校正后電流內環(huán)開環(huán)傳遞函數為

內環(huán)PI控制器的參數為

電流內環(huán)閉環(huán)傳遞函數為

文獻[6]中將內環(huán)系統(tǒng)固有傳遞環(huán)節(jié)簡化為慣性環(huán)節(jié)，為將內環(huán)整定為典型Ⅰ型系統(tǒng)，故其內環(huán)采用積分器進行調節(jié)。但是，若采用積分器則積分參數較大，響應較慢，若采用PI或PID調節(jié)器，可以減少靜態(tài)偏差，具有動態(tài)響應速度快的特點，故本文采用PI調節(jié)器。

3.2 電流外環(huán)控制器的設計

當電網電動勢穩(wěn)定時，忽略電網電動勢 Es(s)及直流側 EL(s) 擾動，得出is到idc環(huán)節(jié)的傳遞函數為則電流外環(huán)開環(huán)傳遞函數

式中 R2(s)——電流外環(huán)PI調節(jié)器傳遞函數；

m——調制比。

電流外環(huán)控制系統(tǒng)采用具有良好抗擾動性且結構簡單的典型Ⅱ型系統(tǒng)。R2(s) 采用PI調節(jié)器設計，其傳遞函數為

式中 K'pi——PI調節(jié)器的比例增益；調節(jié)器的超前時間常數。

則整定后的電流外環(huán)開環(huán)傳遞函數為

當L/R比較小時，利用小時間常數的合并簡化此系統(tǒng)，則電流外環(huán)開環(huán)傳遞函數為

采用典型Ⅱ型系統(tǒng)設計電流外環(huán)，因為蓄電池組充、放電時內阻大小明顯不同[7]，根據電池內阻值的不同，此處取中頻寬為 h=3～10，則電流外環(huán)PI調節(jié)器的參數為

4 仿真研究

根據圖3設計的電池組測試系統(tǒng)變流器及其控制系統(tǒng)進行 Matlab下的電池組的充電和放電雙閉環(huán)仿真。仿真參數如下：相電壓有效值為 70.7V，電池端電壓32V，直流儲能電感Ldc=3mH，電池電阻R=0.3?。計算直流側濾波參數為：L1=1.2mH（因電路中與 Ldc串聯，因此在仿真中兩電感可合并為一個4.2mH的電感），C1= 8800μF ，L2=0.9mH。交流側濾波參數L=0.3mH，C = 880μF 。仿真步長設為1/51200/20，內環(huán)PI調節(jié)器的參數為：τpi= 0.11，Kpi= 30；外環(huán) PI調節(jié)器的參數為： τ'pi= 0.1，K 'pi= 0.1。當指令電流反向，電池極性倒轉，電流型PWM轉入有源逆變狀態(tài)，電池進行放電，其能量回歸電網。電池電阻R=0.2?，外環(huán) PI調節(jié)器的參數為：τpi=0.1， Kpi= 0.08，內環(huán)PI調節(jié)器的參數為：65。電池端電壓為80V。其余仿真參數同上。

圖6= 100A充電時網側電流、電壓波形和直流側電流、電壓仿真波形Fig.6 Emulated voltage and current waveforms from both the power grid and DC side when the charge current

圖7= 100A放電時網側電流、電壓波形和直流側電流、電壓仿真波形Fig.7 Emulated voltage and current waveforms from both the power grid and DC side when the discharge current

由仿真結果可以看出，直流側電流無論是充電還是放電時，都有較小的紋波和較快的響應速度。對測試電流進行進一步的頻譜分析，充電電流諧波含量為0.1%，放電電流諧波含量為0.05%，滿足電池測試對電流紋波的要求。在充電過程中網側電壓和電流同相位，整流器網側呈現正阻特性，實現了整流器的高功率因數運行；放電時網側電壓和電流反相位，整流器網側呈現負阻特性，電網吸收有功功率，實現了電池能量高功率因數回饋電網。

5 實驗及分析

5.1 試驗驗證

為了進一步驗證變流器結構及控制方法的正確性，論文完成了基于dq變換的電流型SVPWM變流器樣機，并以此為基礎對一節(jié)VRLA電池進行充電和放電試驗。電池組充、放電主回路及其結構如圖3所示。系統(tǒng)采用TI公司的TMS320F2812作為主控芯片，開關頻率為1.6kHz。交、直流側濾波器參數取值同仿真參數。樣機使用一臺9kW的調壓器供電，試驗時電池端電壓為 12.8V，變壓器輸出電壓為23.8V。利用日本橫河公司（YOKOGAWA）生產的 DL1600系列數字示波器觀測試驗結果并錄波，使用Matlab對所錄波形進行處理，分析穩(wěn)態(tài)的濾波效果。

濾波后無論網側還是直流側電流諧波含量都很小，例如直流側諧波含量在0.5%以內，相應的直流含量接近 100%，如果將直流與其他諧波用柱狀圖的形式在同一幅圖內給出，其他含量在 1%以下的諧波都因顯示不清而不易于觀察，因此直流電流的頻譜分析輸出時略去了作為參照的直流分量 I0，以便觀察其他諧波的頻譜分布。

圖8 給定為5A時SVPWM雙閉環(huán)充電試驗Fig.8 Double closed-loop SVPWM charging test when the definite current value is 5A

圖9 給定為5A時SVPWM雙閉環(huán)放電試驗Fig.9 Double closed-loop SVPWM discharging test when the definite current value is 5A

圖10 給定為2A，4A時SVPWM雙閉環(huán)放電試驗Fig.10 Double closed-loop SVPWM discharging test when the definite current value is 2A and 4A

由基于dq變換的SVPWM雙閉環(huán)充電試驗可以看出，充電時交流側電壓電流同相位，直流側輸出電流具有較小的紋波和較快的響應速度；從放電試驗可以看出，放電時網側電壓、電流反向，電池能量實現了高功率因數回送電網。

5.2 試驗誤差分析

分析試驗，主要存在濾波電感的損耗和交流電壓三相不平衡對實驗結果造成的影響。

（1）利用雙橋法測量本實驗用的電感，其電阻為0.1?，有損耗的元件會使濾波器傳輸函數的極點左移，從而影響濾波器的傳輸特性。如同文獻[8]驗證，電感本身的損耗會影響濾波器的穩(wěn)態(tài)濾波效果，是造成實驗結果與仿真結果之間偏差的主要原因之一。但是動力蓄電池組測試系統(tǒng)所需整流變壓器輸出電流在500A，所需電感導線直徑較粗，直流電阻很小，對濾波器的傳輸特性造成的影響可以忽略不計。因此本文設計的低損耗快速響應濾波器可以滿足實際動力蓄電池組性能測試的需要。

（2）穩(wěn)態(tài)電流的頻譜中有大量的二次諧波存在，而且試驗中雖然實現了交流側電壓和電流同相位，但是交流側的電流波形并不是完全的正弦波。測量電源的三相電壓，發(fā)現論文實驗用電源存在三相不平衡的現象，而且三相電壓均含有一定的3次諧波，這對試驗的結果產生了一定的影響。研究表明三相不平衡時三相電流型PWM整流器直流電壓會產生6、12、18等6的整數倍的特征諧波和2、4、8、10等次的非特征諧波。直流電壓諧波導致整流器產生直流電流諧波，直流電流諧波通過PWM反過來又會影響整流器的交流電流波形，即三相電流型PWM整流器直流側n次諧波電流經PWM控制后，將在整流器交流側產生n+1次諧波電流[9]。

從試驗結果可以看出，濾波后的電流頻譜分析中6次及以上的諧波含量非常小。這是因為濾波器設計時以6次為阻帶頻率的起點；大于6次的諧波對應的衰減值為由6次諧波對應衰減開始，每倍頻程 6ndB的速率上升的直線，因而 6次及以上的諧波得到了很好的抑制。并且因為論文設計的直流濾波器對通帶的最小衰減也有設定，因而通帶內的二次等其他次諧波也得到了一定的抑制。

對于電網電壓不平衡狀態(tài)下，可以通過對三相電流型PWM整流器適當的控制抑制2次諧波，目前已有針對電壓型PWM的抑制直流側二次諧波的研究[10-11]，但適用于電壓型 PWM整流器的方法有待于借鑒到電流型PWM整流器中。論文擬將這個問題作為論文的后續(xù)問題繼續(xù)展開深入的討論和研究。

（3）本文雖然從仿真的角度完成了動力蓄電池組的雙閉環(huán)控制，但是進行放電試驗時，由于所編寫程序并不十分完善，實驗結果與仿真結果出現較大的誤差，主要表現在系統(tǒng)響應時間較長，響應速度比充電試驗慢（大約需要 200ms進入穩(wěn)態(tài)）。因此，放電時雙閉環(huán)的控制參數還應根據電池充放電時內部參數的變化[12-14]進行進一步的調整。

6 結論

輔以電池極性轉換電路的電流型PWM整流器結構，輸出電壓、電流均全范圍可調，實現了能量的雙向流動；基于dq變換的電流型SVPWM雙閉環(huán)控制系統(tǒng)應用于動力蓄電池組測試系統(tǒng)的變流器設計，其“動態(tài)響應快，能量轉換效率高，雙向變流，網側高功率因數”等優(yōu)勢得以充分的發(fā)揮，實現了能量的雙向傳輸，電池能量在放電時以高功率因數回歸電網，解決了以往電池測試系統(tǒng)能量只能單向傳送，網側功率因數低的問題。

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Converting Technology Based on the Current Mode SVPWM on the Power Accumulator Battery Testing System

Zhang Lixia1Yan Xiangwu2Kang Wei1Li Heming2
（1. China University of Petroleum Dongying 257061 China 2. North China Electric Power University Baoding 071003 China）

The battery test requests its system converter to output excellent charging/discharging current. According to the special request, this paper designed the main circuit of current mode PWM converter, and put forward a loop-locked control method based on dq coordinate conversion to SVPWM converters in the power accumulator battery testing system. The set can output low ripple and fast response testing current in a wide adjustable range and operates in high power factor. It delivers the power accumulator’s energy to the power grid without harmonic solutions and increases the transform efficiency by SVPWM and obtain high power factor and high dynamic response quality by dq coordinate conversion.

Current source converter, SVPWM, battery test, dq coordinate conversion

TM461；TM714.1

張麗霞 女，1978年生，講師，研究方向為電力電子在電力系統(tǒng)中的應用。

2009-08-21 改稿日期 2009-12-01

基于空間電流矢量的動力蓄電池組

顏湘武 男，1965年生，教授，研究方向為現代電能質量，新型功率變換技術及應用。