蘭州理工大學（甘肅蘭州730050） 王興貴 黃志勇 孫宗宇

1 引言

在梯形波磁通分布的無刷直流電動機（Brushless DC Motor，簡稱BLDCM）中，任意時刻總是兩相導通，另一相可做傳感器使用，因此適合進行無位置傳感器控制。而常用的位置檢測方法有：反電勢法、擴展卡爾曼濾波法、磁鏈估計法等。其中，反電勢檢測法具有算法簡單、易實現(xiàn)、可靠性高等優(yōu)點而被廣泛的采用[1]。該方法是利用電機旋轉時各相繞組中反電勢過零點信號來控制電機換相。本文著重研究反電勢法在無位置傳感器BLDCM中的應用。

2 反電勢過零檢測法

2.1 反電勢檢測原理

電機運行時，由于定子繞組切割轉子磁場，在定子繞組中產(chǎn)生反電勢e。e的大小正比于電機的轉速和氣隙磁密，并隨轉子極性的改變而改變。當e的正方向確定后，e隨轉子極性的改變而出現(xiàn)正負變化。在兩相導通三相六狀態(tài)全橋驅動電路中，假設導通相流過的電流為矩形波，則在定子三相繞組中將產(chǎn)生梯形波反電勢 e，如圖 1所示。從圖中可以看出，理想狀態(tài)下e的過零點超前電機換相點30°電角度。因此只需將檢測到反電勢的過零點延遲 30°電角度，即可作為電機的換相信號。然而實際應用中，直接檢測定子繞組反電勢e具有檢測電路復雜，不易實現(xiàn)的缺點。因此，本文中通過檢測BLDCM繞組端電壓的方法間接得到反電勢的過零點，即端電壓法。

2.2 端電壓法的等效分析

端電壓法即將BLDCM中性點電壓作為電壓基準，以端電壓的過零點作為換相信號。然而，大部分BLDCM都沒有中性點引出線，不能直接檢測出中性點電壓，因此需要重構電動機的中性點。分析BLDCM的等效原理圖，如圖2所示：

當A、B相導通C相懸空時，電壓平衡方程如下[2]：

（Un重構中性點電壓）

可知，若以 Un作為重構的電機中性點電壓，即基準電壓，則端電壓 Uc的過零點信號與反電勢 ec的過零點信號重合。因此可以通過檢測 Uc的過零點信號間接得到 ec的過零點信號。

同理，當A、B相分別懸空時，可得 A、B相的反電勢過零點信號，且分別超前C相120°和240°電角度。

2.3 反電動勢檢測電路

基于上述原理設計檢測電路如圖3所示。Ua、Ub、Uc分別為采樣的電機定子三相繞組端電壓，經(jīng)低通濾波器連接于比較器的同相輸入端；并將 Ua、Ub、Uc的平均值作為電機重構的中性點電壓，連接于比較器的反相輸入端；經(jīng)比較器比較后輸出電機三相換相信號 Sa、Sb、Sc。其中低通濾波環(huán)節(jié)可以濾除PWM斬波和換相時由于繞組電流引起的電抗電勢等干擾信號。換相信號 Sa、Sb、Sc是通過捕獲口送入單片機，由捕獲單元測得轉子剛轉過180°電角度所用的時間。然后由單片機根據(jù)該時間使換相信號延遲一定角度，使其與電機換相點重合。圖4為理想情況下檢測電路中 Va、Vb、Vc、UN波形，和輸出的轉子位置信號 Sa、Sb、Sc。

3 PWM調制方式對換相信號的影響

由上述可知，端電壓法是以采樣的端電壓作為檢測電路的輸入信號，經(jīng)檢測電路生成換相控制信號。然而，在電機換相時刻，端電壓信號中含有關斷相續(xù)流引起的感應電勢，使其波形發(fā)生畸變，影響檢測電路輸出正確的換相信號[3]。本文中分析了常用的三種 PWM調制方式：PWM-ON、 H-PWM-L-ON、H-PWM-L-PWM對端電壓

信號的影響，通常也把前兩種稱為單斬方式，后一種稱為雙斬方式。下面以B、C相下橋臂換相為例，分析在PWM斬波關斷期間（導通期間三種方式續(xù)流情況相同）單、雙斬方式續(xù)流情況，如圖5所示，圖5（a）電壓平衡方程如下[2]：

比較（5）、（6）式，可得兩種調制方式下B相續(xù)流變化情況如表1所示。

在PWM斬波導通期間，即開關管V1、V2導通時，電動機端電壓隨Ui變化。由表1可知在B、C相換相期間，雙斬調制方式下Ui波動較大，從而電動機端電壓波形同樣有較大的畸變，不適合應用于反電勢檢測方法。因此本文采用單斬調制方式控制電動機換相。

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3 電機起動過程

無位置傳感器BLDCM靜止狀態(tài)下，轉速為零，其定子繞組中沒有反電勢產(chǎn)生，轉子初始位置不能確定。因此，必須采用離線的方法使BLDCM達到一定的轉速，當反電勢足夠大時再切換到自同步運行方式，即無位置傳感器控制方式。本文中采用同步起動方法，即首先給任意的兩相定子繞組通電，將轉子定位到已知的位置，然后由控制器離線給出頻率逐漸增加的換相信號，使電機加速[1]。控制器產(chǎn)生的同步信號計算方法如下[4]：

n——為電機轉速；

P——電機轉子極對數(shù)；

Tx——同步信號周期；

起動測試結果表明，電機轉速在300r/min到1000r/min之間進行狀態(tài)切換效果最佳。

5 實驗結果分析

為了驗證上述對無位置傳感器BLDCM反電勢檢測方法分析的正確性，設計了如圖6所示的實驗系統(tǒng)。本系統(tǒng)以小型BLDCM作為控制對象（額定參數(shù)：24V、30W、3200r/min、P=2）；控制核心采用電機?？貑纹瑱C；逆變器按傳統(tǒng)六開關拓撲結構構建。

圖7為實驗中檢測電路測到的 UN、Va及其輸出的換相信號Sa波形?？梢钥闯鲈?UN和 Va的交點處，Sa出現(xiàn)正負跳變，與分析結論吻合。但由于低通濾波器的存在，Va波形不再是理想的梯形波，而是變的比較平滑。

圖8為以上三種調制方式下電動機A相端電壓實測波形。（c）圖中端電壓毛刺明顯大于（a）、（b）圖，可見雙斬調制方式下端電壓畸變大于單斬調制方式下端電壓畸變，與分析結果吻合。電動機運行結果也表明，當轉速相同時，單斬方式下電機運行穩(wěn)定、噪聲小。

在PWM-ON和H-PWM-L-ON兩種單斬調制方式下，端電壓波動較小。但是從開關損耗和散熱角度來看，PWM-ON調制方式下每個開關管輪流導通、常開和關斷，可以均勻地散熱，因此PWM-ON調制方式比較好。

6 結論

本系統(tǒng)通過采用PWM-ON調制方式，實現(xiàn)了BLDCM的穩(wěn)定運行和無失步換相的目標。并通過同步起動方式，完成BLDCM靜態(tài)時的起動。實現(xiàn)反電勢檢測法在無位置傳感器BLDCM中的應用。

[1]張磊,翟文龍,陸海峰,肖偉.一種新穎的無刷直流電機無位置傳感器控制系統(tǒng)[J].電工技術學報,2006.

[2]楊燕,焦振宏,王崇武,袁林興.PWM調制方式對無刷直流電動機反電勢的影響[J].微電機,2006.

[3]劉軍,李天舒.無刷直流電機的反電勢法研究[J].電器技術,2006.

[4]Kenichi Iizuka et al..Microcomputer Control for Sensorless Brushless Motor.IEEE Trans.IND.Appl.,VOL.IA-21,MAY/JUNE 1985.

[5]解恩,劉衛(wèi)國,楊前,候紅勝.無刷直流電動機電流波形分析[J].微特電機,2007.