鹿 陽(yáng)，張文興

(1.包頭鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院鐵道機(jī)車(chē)車(chē)輛系，內(nèi)蒙古 包頭 014060；2.內(nèi)蒙古科技大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院，內(nèi)蒙 古包頭 014010)

隨著智能電網(wǎng)、儲(chǔ)能系統(tǒng)和分布式發(fā)電等應(yīng)用不斷發(fā)展，太陽(yáng)能光伏、電池和燃料電池等分布式能源的需求變大。然而與新興應(yīng)用所需的電壓水平相比，分布式發(fā)電單元的輸出具有相對(duì)較低的電壓水平[1-3]。因此，為滿(mǎn)足分布式發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)，高效的高增益DC-DC 變換器顯得尤為重要。

對(duì)此，前級(jí)采用傳統(tǒng)Boost 電路的級(jí)聯(lián)式DC/DC變換器得到廣泛應(yīng)用[4-7]。但值得注意的是該類(lèi)變換器受到極端占空比的影響，功率器件承受高電壓應(yīng)力和反向恢復(fù)損耗。為了克服上述占空比帶來(lái)的不利影響，學(xué)者提出了諸多單開(kāi)關(guān)管DC/DC 變換器，其中包括開(kāi)關(guān)電容/開(kāi)關(guān)電感技術(shù)[8]和電壓倍增電路等[9]。然而，上述方案需要多個(gè)單元級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)高電壓變換，從而導(dǎo)致結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

采用倍壓?jiǎn)卧蕴嵘儞Q器的電壓增益是目前研究較多的方案。該方案通過(guò)將原有電路拓?fù)渑c倍壓模塊，或者將多個(gè)倍壓模塊級(jí)聯(lián)再與原電路拓?fù)浼?jí)聯(lián)以獲得較高的電壓增益[10-11]。但存在顯著的缺點(diǎn):①開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力較高；②倍壓模塊多采用開(kāi)關(guān)電容單元導(dǎo)致調(diào)節(jié)范圍較小，且只能整數(shù)倍輸出，限制應(yīng)用場(chǎng)合。另外，學(xué)者采用耦合電感作為上述方案的替代技術(shù)以提升非隔離式DC-DC 變換器電壓增益[12-14]。其優(yōu)點(diǎn)為耦合電感式升壓變換器可以在無(wú)極端占空比的情況下提供高電壓增益，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單。此外，該類(lèi)方案可以減少開(kāi)關(guān)管電壓壓力，并允許使用低電壓應(yīng)力的高性能半導(dǎo)體器件[15-20]。然而，該類(lèi)變換器的主要缺點(diǎn)是:①漏感能量難以回收，導(dǎo)致系統(tǒng)損耗難以?xún)?yōu)化；②較大的輸入電流紋波造成開(kāi)關(guān)管存在嚴(yán)重的電壓尖峰。為消除電流紋波，交錯(cuò)式變換器作為其有效解決方案，并在高功率場(chǎng)合得到應(yīng)用。該類(lèi)方案可減少無(wú)源元件體積提升功率密度，最大限度地減少電流紋波，并改善瞬態(tài)響應(yīng)。然而，傳統(tǒng)交錯(cuò)式升壓變換器的電壓增益有限。

針對(duì)上述方案的不足，本文提出一種混合交錯(cuò)式高增益DC/DC 變換器。值得注意的是所提結(jié)構(gòu)將次級(jí)側(cè)的半橋整流單元堆疊至初級(jí)側(cè)，這種堆疊結(jié)構(gòu)將擴(kuò)大電壓增益并分散器件的電壓應(yīng)力，同時(shí)可以采用較低的匝數(shù)比來(lái)實(shí)現(xiàn)高的增益，從而減少耦合電感的銅損耗和漏電感。此外，一次側(cè)交錯(cuò)式結(jié)構(gòu)可有效消除耦合電感的電流紋波。

1 所提變換器

1.1 結(jié)構(gòu)分析

圖1 示出了所提混合交錯(cuò)式高增益DC/DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該變換器采用了兩個(gè)耦合電感器L1和L2，其初級(jí)和次級(jí)的匝數(shù)相同。兩個(gè)耦合倍壓?jiǎn)卧且粋€(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)開(kāi)關(guān)的不同時(shí)序結(jié)合電容和電感的狀態(tài)，以提升變換器整體增益。相較于文獻(xiàn)[15]，耦合電感的初級(jí)繞組n1p和n2p并聯(lián)，以共享低壓側(cè)的大輸入電流，并耦合到其相應(yīng)的次級(jí)繞組ns1和ns2。初級(jí)和次級(jí)繞組用“+”和“-”表示。二次繞組在高壓側(cè)是串聯(lián)的，以實(shí)現(xiàn)繞組耦合配置，以提升電壓增益。變換器的輸出電壓是由電容C1、C2和二極管D1、D2形成的原邊電壓和耦合電感二次繞組電壓的疊加。其中，無(wú)橋升壓整流器由C3、C4和二極管D3、D4構(gòu)成。

圖1 所提變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

耦合電感可由一個(gè)具有確定匝數(shù)比的理想變壓器等效替代[10]。理想變壓器的初級(jí)繞組與勵(lì)磁電感Lm1、Lm2并聯(lián)，然后與漏電感Lk1、Lk2串聯(lián)。S1、S2是變換器的主電源開(kāi)關(guān)。功率二極管D1、D2作為鉗位二極管，C1、C2為鉗位電容。Vin，Vo分別為輸入和輸出電壓。

為了簡(jiǎn)化分析，本文做出以下假設(shè):

①半導(dǎo)體器件均為理想器件，無(wú)寄生參數(shù)；

②電容器C1、C2、C3和C4足夠大，其兩端電壓可視作常數(shù)；

③耦合電感器的匝數(shù)比N等于n2/n1，耦合系數(shù)k表示Lm/(LLK+Lm)，LLK為漏感值。

1.2 模態(tài)分析

所提變換器的使用范圍限于①連續(xù)電流模式(Continuous Current Mode，CCM)運(yùn)行，②電阻性負(fù)載下運(yùn)行。圖2 示出了變換器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形，并且在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行期間，占空比D高于0.5。圖3示出了在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)每個(gè)運(yùn)行階段對(duì)應(yīng)的等效電路和電流流動(dòng)路徑。詳細(xì)的模態(tài)分析如下:

圖2 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形

圖3 各模態(tài)等效電路

圖2 中，Vds1和Vds2分別為開(kāi)關(guān)管S1和S2兩端電壓。iLk1和iLk2分別為兩個(gè)電感的漏電流，Vgs1和Vgs2分別為開(kāi)關(guān)管S1和S2的驅(qū)動(dòng)電壓。

模態(tài)1:[t0-t1，如圖3(a)所示]:在t0前，主開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)，S2導(dǎo)通。二極管D2和D3反向偏置，而D1、D4正向偏置。輸入電壓對(duì)勵(lì)磁電感Lm2和漏感Lk2充電。因此，電容C4由ns2的感應(yīng)電壓充電。漏感器能量Lk1釋放到電容器C2。

模態(tài)2:[t1-t2，如圖3(b)所示]:S1和S2在t1時(shí)導(dǎo)通。所有的二極管均為反向偏置，負(fù)載分別由電容C1、C2、C3和C4供電。耦合電感由輸入電壓Vin充電，并線(xiàn)性增長(zhǎng)。

模態(tài)3:[t2-t3，如圖3(c)所示]:t2時(shí)，開(kāi)關(guān)管S2關(guān)閉。此時(shí)，S2漏源電壓上升至電容電壓Vc1，這使得二極管D1導(dǎo)通。Lk1能量釋放到電容C1。該階段，耦合電感L1作為濾波電感，L2作為變壓器。因此，電容C3由ns1的感應(yīng)電壓充電。

模態(tài)4:[t3-t4，如圖3(d)所示]:開(kāi)關(guān)管S2的門(mén)控信號(hào)在t3時(shí)刻施加。此時(shí)，通過(guò)二極管D3的電流達(dá)到峰值并開(kāi)始下降，二極管的電流下降速度由漏電感Lk1和Lk2控制。

模態(tài)5:[t4-t5，如圖3(e)所示]:該階段與第2階段類(lèi)似，所有的電源開(kāi)關(guān)管均開(kāi)通，所有的電源二極管都反向偏置。負(fù)載分別由電容C1、C2、C3和C4提供。耦合電感被輸入電壓源線(xiàn)性充電。

模態(tài)6:[t5-t6，如圖3(f)所示]:在t5，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)閉，二極管D1變成正向偏壓。新的開(kāi)關(guān)周期以類(lèi)似的方式周而復(fù)始。

2 穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益分析

由于耦合電感假定為無(wú)漏電感的理想器件。因此，當(dāng)任一主開(kāi)管關(guān)閉時(shí)，電源開(kāi)關(guān)管和電容器C1、C2的電壓應(yīng)力分別為:

式中:Vds1和Vds2分別為開(kāi)關(guān)管S1和S2的電壓應(yīng)力。Vc1和Vc2分別為電容C1和C2兩端電壓應(yīng)力。

當(dāng)任一個(gè)初級(jí)開(kāi)關(guān)管打開(kāi)或關(guān)閉時(shí)，輸出電容C3和C4從耦合電感初級(jí)側(cè)充電實(shí)現(xiàn)能量轉(zhuǎn)換。因此，電壓Vc3和Vc4可由下式得到:

式中:N為耦合電感初級(jí)與次級(jí)的匝比，Vc3和Vc4分別為電容C3和C4兩端的電壓應(yīng)力。

因此，所提DC/DC 變換器的輸出電壓Vout可由所有輸出電容電壓的總和表示，則有:

聯(lián)立式(1)～式(3)可得，所提DC/DC 變換器的電壓增益MV為:

該變換器可以調(diào)整耦合電感匝數(shù)比N以實(shí)現(xiàn)所需的電壓增益，而無(wú)需在極端占空比條件下運(yùn)行。圖4 示了電壓增益與占空比和匝數(shù)比的關(guān)系曲線(xiàn)。

圖4 電壓增益、匝比和占空比的關(guān)系曲線(xiàn)

2.2 電壓應(yīng)力分析

忽略電容兩端的電壓紋波，主開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力相同，并且可由下式計(jì)算:

二極管D1、D2上的電壓應(yīng)力是電容器C1和C2的電壓應(yīng)力之和，則二極管的電壓應(yīng)為:

此外，功率二極管D3和D4的電壓應(yīng)力是電容器C3和C4上的電壓之和，則可由下式計(jì)算:

功率開(kāi)關(guān)管S1、S2和功率二極管D1、D2的電壓應(yīng)力隨著耦合電感匝數(shù)比的增加而降低。相反，二極管D3、D4的電壓應(yīng)力隨著匝數(shù)比的增加而增加，其結(jié)果如圖5 所示。

圖5 匝數(shù)比和功率器件電壓應(yīng)力關(guān)系

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提變換器上述理論分析的正確性，本文搭建了一個(gè)12 V 輸入、120 V 輸出，且額定功率為100 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行性能測(cè)試。變壓器在此次實(shí)驗(yàn)中僅為隔離，匝比并非關(guān)鍵因素。開(kāi)關(guān)管S1 和S2的型號(hào)為WSF09N20，二極管型號(hào)為FFD10UP20S。表1 列出了該變換器的實(shí)驗(yàn)參數(shù)。以下實(shí)驗(yàn)結(jié)果均在12 V 輸入電壓的滿(mǎn)負(fù)荷條件下測(cè)量。

表1 樣機(jī)參數(shù)

圖6 示出了開(kāi)關(guān)管S1和S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和兩端電壓應(yīng)力，其結(jié)果與圖2 和1.2 節(jié)模態(tài)分析一致。另外，圖7 示出了開(kāi)關(guān)管的電流和電壓應(yīng)力?？梢钥闯?，開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力為27 V，該電壓幅值是輸出電壓的四分之一。因此，所提DC/DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)允許低額定值設(shè)備使用，可減少傳導(dǎo)損耗和制造成本。根據(jù)模態(tài)分析可知，D1和D2完全相同。因此圖8 僅示出了二極管D1的電壓和電流波形。當(dāng)任何一個(gè)主開(kāi)關(guān)管關(guān)閉時(shí)，二極管D1、D2導(dǎo)通，漏感能量釋放至電容C1、C2。二極管充當(dāng)無(wú)源箝位電路，用于限制由于漏感能量引起的開(kāi)關(guān)電壓偏移?？梢钥闯?，二極管均自然關(guān)閉，沒(méi)有反向恢復(fù)問(wèn)題。值得注意的是二極管的電壓應(yīng)力遠(yuǎn)小于輸出電壓。圖9 為二極管D3、D4的電壓波形。二極管的電壓應(yīng)力為63 V，也低于輸出電壓的125 V，這進(jìn)一步證實(shí)了變換器具備較低的電壓應(yīng)力分布。

圖6 開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)與漏源電壓

圖7 主開(kāi)關(guān)管漏源電壓與電流

圖8 二極管D1 兩端電壓與電流波形

圖9 二極管D3 和D4 兩端電壓波形

圖10 示出了漏感電流即耦合電感器初級(jí)電流和輸入電流。由于勵(lì)磁電感和反射二次繞組電流，導(dǎo)致耦合電感初級(jí)電流較大。然而，本文由于交錯(cuò)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸入電流的紋波幅度較小。在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，輸入電流是連續(xù)的。

圖10 輸入電感與漏感波形

圖11 示出了該變換器和文獻(xiàn)[8]的測(cè)量效率。由圖11 可知，本文輸出功率為80 W 時(shí)，最大效率為95.9%。在140 W 的滿(mǎn)負(fù)荷下，變換效率為95.4%；其中變換器的主要損耗來(lái)源于開(kāi)關(guān)損耗和磁件磁損。相較于文獻(xiàn)[8]，本文在輕載下效率略低于文獻(xiàn)[8]，在額定輸出功率下，最大效率高于文獻(xiàn)[8]。

圖11 效率曲線(xiàn)

4 結(jié)語(yǔ)

本文介紹了一種新型高升壓比混合交錯(cuò)式DC/DC 變換器，其一次側(cè)和二次側(cè)均基于半橋-倍增電路而設(shè)計(jì)。此外，耦合電感的匝數(shù)比可以調(diào)整以繼續(xù)擴(kuò)大電壓增益。交錯(cuò)結(jié)構(gòu)允許電流共享并減少元件的電流壓力。疊加的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分配了功率器件的電壓壓力，因此可以利用較低的額定電壓器件來(lái)減少傳導(dǎo)損耗。值得注意的是耦合電感的漏感能量可回收至輸出側(cè)。詳細(xì)介紹和分析了電路的工作原理和增益推導(dǎo)。最后，本文搭建了100 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其結(jié)果證實(shí)了所提DC/DC 變換器拓?fù)鋺?yīng)用于高升壓比場(chǎng)合的有效性和可行性。