韓 宇, 陳智軍, 曾慶化, 龐旗旗, 王春濤, 朱衛(wèi)俊

(1. 南京航空航天大學 自動化學院, 江蘇 南京 211106; 2. 中電科技德清華瑩電子有限公司, 浙江 德清 313200)

0 引 言

聲表面波(Surface Acoustic Wave, SAW)標簽因其無線無源的特點, 在射頻識別、 傳感和定位領域都有潛在應用, 其基本原理是通過解算回波信號的時延、 相位、 頻率、 幅值等信息反推當前待測量[1-3]。 由于相位測量比時延的精度高, 在實際應用時, 常采用解算相位的方式進行測量。 如在射頻識別或傳感時, 可通過反射柵間相對相位的變化進行信息解算[4]; 但定位時不僅關心反射柵間的相對相位, 更關注反射柵的絕對相位, 根據絕對相位與距離之間的關系實現測距并進一步定位[5-6]。

現有與聲表面波標簽匹配的閱讀器通常采用超外差結構, 并且接收鏈路的本振通常采用與發(fā)射鏈路無關的獨立本振, 發(fā)射鏈路則通過單刀單擲開關以產生固定時長的激勵脈沖信號[7]。 由于整套系統(tǒng)非相參以及開關閉合時間的不確定性, 導致解算信號的回波相位為不確定值, 無法與距離建立明確的函數關系, 這限制了聲表面波技術在測距、 定位等領域的進一步拓展。 本文在發(fā)射鏈路使用一分二功分器, 將信號源產生的高頻信號分為相參的兩路, 并將其中一路引入接收鏈路的下混頻器作為本振信號, 不僅精簡了電路結構, 更為重要的是解決了目前聲表面波閱讀器所測相位無法與距離等信息有效融合的問題。

1 設計原理分析

聲表面波標簽的結構與實物如圖1 所示, 工作原理為: 閱讀器發(fā)射查詢脈沖信號, 經空氣傳播后由標簽天線接收, 進入叉指換能器(Inter-digital Transducer, IDT); IDT通過逆壓電效應將該電信號轉化為SAW沿壓電基底傳播, 遇到反射柵后反射回IDT, 再由正壓電效應轉換回電信號(該信號稱回波信號), 經天線發(fā)射出去并被閱讀器接收; 閱讀器通過對回波信號的解算, 得到時延、 相位等信息[8]。

(a) 結構

現有與聲表面波標簽匹配的閱讀器結構如圖2 所示[9]。

圖2 現有與聲表面波標簽匹配的閱讀器結構Fig.2 Existing reader structure for SAW

信號源常采用直接數字頻率合成器(Direct Digital Synthesizer, DDS)和鎖相環(huán)(Phase Locked Loop, PLL)組合的方案。 由于上、 下混頻采用不同的本振, 因此, 使用PLL1和PLL2加以區(qū)分。 DDS為具有相位調制功能的信號發(fā)生芯片, 可設其產生信號為

Sd(t)=Adcos(ωdt),

(1)

式中:ωd,Ad分別為DDS產生信號的角頻率和幅值。

PLL1提供的高頻信號為

Sp1(t)=Ap1cos(ωpt+φp1),

(2)

式中:ωp為PLL1產生信號的角頻率;Ap1為PLL1產生信號的幅值; 由于PLL不具有相位調制功能, 因此, 需要引入未知的初相位φp1。

DDS與PLL1產生的信號進行混頻再經低通濾波后, 該信號為

(3)

聲表面波標簽需要高頻脈沖進行激勵, 通常采用單刀單擲開關對DDS與PLL混頻后的信號進行截斷, 以此得到高頻脈沖信號, 稱該信號為查詢信號, 如圖3 所示。 其表達式為

圖3 查詢信號

(ωp-ωd)ton+ωp1], (0≤t≤(toff-ton)),

(4)

式中:ton為開關閉合時刻;toff為再斷開的時刻。 由于開關閉合的時間才有信號, 因此將開始有信號的時刻重新定義為0時刻。

查詢信號由閱讀器天線發(fā)射出去, 經空氣中、 標簽內傳播后, 通過反射柵反射回波信號, 其表達式為

(ωp-ωd)ton+φp1], (0≤t≤(toff-ton)),

(5)

式中:Aα表示標簽、 濾波器等器件對查詢信號的幅度調制。 當回波信號進入下混頻器時, 接收鏈路的PLL2所提供的下混頻信號為

Sp2(t)=Ap2cos(ωpt+ωpttr+φp2),

(6)

式中:ttr=ton+tde,tde為查詢信號發(fā)射出去到接收回來的時間, 該時間包括由空間、 SAW標簽引發(fā)的延時,φp2為下混頻器PLL2的附加相位,Ap2為PLL2產生信號的幅值。 由于PLL2與PLL1提供的頻率一樣, 故也采用ωp表示。

回波信號與PLL2產生的信號下混頻并經低通濾波后的信號為

ωdton+φp1-φp2)。

(7)

對該信號進行解調, 最后解得回波相位為

φre=ωptde+ωdton+φp1-φp2。

(8)

可以看出, 上述回波相位中包含3個部分: ①ωptde, 此項可用于解算聲表面波標簽和閱讀器天線之間的距離d; ②ωdton, 其與開關的調制時間相關; ③φp1-φp2, 該項是由于上、 下混頻本振帶來的附加相位。 其中, 由于控制芯片的工作頻率遠不及查詢信號頻率, 因此, 無法使用MCU在更為精確的固定時刻控制單刀單擲開關工作, 加之每次信號處理的時間也不同, 這就導致了每次開關閉合的時刻ton并不相同, 使得ωdton成為了一個變量; 同時, 由于上、 下混頻采用不同的本振,φp1-φp2也無從得知, 最終導致解算的相位也為不確定值。 因此, 需要解決上述第2,3部分帶來的影響, 使得所測回波相位為一確定值, 可用于與距離等待測量建立確定關系。

本文擬設計閱讀器發(fā)射鏈路框圖如圖4 所示。

圖4 閱讀器發(fā)射鏈路框圖

回波信號進入下混頻器時, PLL2提供的信號為

(9)

回波信號經混頻及低通濾波后的信號為

(10)

對其相位進行解算可得

(11)

2 設計方案實現

本文設計的閱讀器整體結構如圖5 所示。 其主要工作原理為: 在微處理器的精確時序控制下, 信號源產生的高頻信號經一分二功分器分為兩路, 一路經單刀單擲開關調制后產生查詢脈沖, 并經功率放大后, 通過收發(fā)隔離開關傳送至閱讀器天線發(fā)射出去; 另一路送與下混頻器處作為本振輸入。 回波信號由閱讀器天線接收后進入接收鏈路, 進行濾波、 放大、 解調和采樣后, 送入微處理器進行時延、 相位等信息的解算。

圖5 閱讀器整體結構框圖Fig.5 Reader overall structure block diagram

發(fā)射鏈路主要由信號源、 放大電路、 單刀單擲開關和一分二功分器構成。

本文采用雙通道DDS分別輸出正交的IQ兩路信號, 以IQ調制上混頻, 而后采用加法器相加的方式產生所需信號。 與常見的先使用單通道DDS與PLL進行混頻, 然后用濾波器濾除低頻項的方案相比, 本方案具有更簡單的結構, 并且可以極大地抑制鏡頻干擾, 提高發(fā)射信號質量。

本文選用一分二功分器將信號源產生的高頻信號分為同相的兩路, 由此便可提供一相參信號用于信號解調, 這也是本相參閱讀器能夠完成絕對相位測量的核心環(huán)節(jié)。

由于信號源產生的信號功率較小, 達不到發(fā)射要求, 因此, 需采用放大電路對信號進行放大。 由于放大器一直工作在最大增益下, 容易燒壞芯片, 為保證穩(wěn)定性, 并使得電路擁有一定的過沖能力, 在功分器前、 后分別使用一個放大器, 將增益均勻分配。 采用單刀單擲開關對信號源產生的信號進行截斷, 產生查詢信號。

接收鏈路主要由射頻前端、 零中頻濾波與信號采樣電路組成。

射頻前端負責對回波信號放大、 濾波。 放大電路選擇低噪聲放大器, 其具有較高的噪聲抑制以及合適的增益系數。 濾波電路采用SAW帶通濾波器, 其矩形系數和帶外衰減較大, 可以有效抑制帶外噪聲, 從而提高回波信號的信噪比。

接收鏈路采用下混頻器組成零中頻架構, 并使用了正交解調方案, 解調原理為:

如對式(10)信號進行解調, 則令其為I路信號, 有

(12)

Q路信號為

(13)

可通過式(14)、 式(15)計算回波信號的幅值和相位

(14)

(15)

式中:A為回波信號的幅值;φ為回波信號的相位。

因此, 下混頻器采用了一款內部集成了IQ混頻器、 LO緩沖放大器以及高精度0°/90°正交移相器的IQ解調器, 其不僅具有良好的幅相不平衡度, 還具有良好的隔離度, 進一步保證了解調的質量。

為能夠精確地采集到回波信號, 信號采樣電路選擇了采樣頻率為105 MHz, 位數為10 b的雙通道ADC。

閱讀器采用分時工作模式, 采用單刀雙擲開關對發(fā)射、 接收鏈路進行控制。 為隔絕查詢信號的干擾以及保證快速的響應, 選擇了一款隔離度較高, 且切換時間較短的高速開關。

最終實際制作并焊接調試的閱讀器如圖6 所示。

圖6 閱讀器PCBFig.6 Reader PCB

3 實驗測試與分析

本閱讀器使用922.5 MHz作為發(fā)射頻率, 并結合如圖1 所示的單反射柵SAW標簽進行測試。

3.1 發(fā)射鏈路測試

本文使用PLL產生882.5 MHz的信號與DDS產生的40 MHz信號進行混頻, 可得到922.5 MHz的信號源輸出信號, 測試結果如圖7 所示。 測試結果表明, 信號源的輸出信號頻率準確, 鏡頻干擾抑制效果良好。

圖7 信號源輸出信號Fig.7 Output signal of signal source

本文需要采用一分二功分器將信號源的輸出信號分為兩路, 用以構成相參閱讀器。 兩路信號的測試結果如圖8 所示, 功率分別為14.227 dBm與13.708 dBm。

圖8 功分器輸出信號Fig.8 Output signals of power divider

SAW標簽需要使用如圖3 所示的高頻查詢脈沖進行激勵, 故需要將信號源輸出信號進行截斷。 為提升測試距離, 信號還需要達到一定的發(fā)射功率, 最終設定指標為: 信號時寬150 ns, 功率27.291 dBm。 查詢脈沖測試結果如圖9 所示, 發(fā)射信號達到指標要求。

圖9 查詢脈沖信號Fig.9 Query signal

3.2 接收鏈路測試

回波信號在傳播過程中發(fā)生較大衰減, 會變得十分微弱, 需要使用放大器對其進行放大, 并使用濾波器濾除帶外噪聲。 在射頻前端對濾波、 放大前后的回波信號進行測試, 結果如圖10 所示。

(a) 濾波和放大前信號

從圖10 可以看到, 在射頻前端經歷多級濾波與放大后, 回波信號功率從2.797 dBm增大到28.018 dBm, 實現了對微弱信號的功率放大, 且噪聲抑制效果較好。

回波信號經放大后進入混頻器混頻至零頻, 混頻器輸出信號如圖11 所示。

(a) I+路輸出

3.3 絕對相位測試

為驗證本文設計的聲表面波相參閱讀器的有效性, 采用如式(14)、 式(15)所述的IQ解調方案進行了幅值、 相位測試, 測量結果如圖12 所示。

(a) 幅值

圖12(a) 中, 第1個峰值為回波信號, 同時還可以看到第2, 3個峰, 這是標簽壓電基底兩端的邊緣反射造成的。 圖12(b) 中, 與圖12(a) 的回波峰值出現時間對應的相位即為回波信號的絕對相位。

由于矢量網絡分析儀(Vector Network Analyzer, VNA)采用掃頻模式進行測量, 需對VNA的SAW標簽測量結果進行逆傅里葉變換, 如圖13 所示。

(a) 頻域S11

為驗證本文設計閱讀器的有效性, 使用同一SAW標簽進行多次測試, 閱讀器與VNA測量結果對比如表1 所示。

表1 閱讀器與VNA測量結果對比Tab.1 Comparison of the measurement results between the reader and the VNA

4 結 論

論文針對現有與聲表面波標簽匹配的閱讀器所測相位為不確定值, 無法與距離之類的待測量建立明確函數關系的問題, 設計并實際搭建了一套聲表面波相參閱讀器。 首先, 從絕對相位的測量原理出發(fā), 進行了推導分析, 給出了硬件設計依托的基本方法; 然后, 設計了閱讀器的整體硬件結構, 給出了雙通道DDS結合IQ調制上混頻的信號源方案, 一分二功分器提供相參信號的方案, 以及零中頻接收架構的實現方案; 最后, 測試了閱讀器的發(fā)射、 接收鏈路, 并進行了時延、 相位測量, 將閱讀器與矢量網絡分析儀的測量結果進行對比, 證明了本閱讀器的有效性。 本文設計的閱讀器能夠對絕對相位進行較為精確的測量, 同時具有成本低、 結構簡單的優(yōu)點, 可拓寬聲表面波技術在測距、 定位等領域的應用, 具有較強的實用意義。