劉入銚 沈 霞 陳 銳 向俊君 王志豪

(西南石油大學(xué)電氣信息學(xué)院 成都 610500)

1 引言

近年來(lái)，隨著電力電子技術(shù)的成熟和電力電子器件性能的提升，電力電子設(shè)備已經(jīng)得到了廣泛的應(yīng)用，為了減少電力電子設(shè)備對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，一些國(guó)家和國(guó)際學(xué)術(shù)團(tuán)體提出并實(shí)施了一系列的電流諧波要求和標(biāo)準(zhǔn)[1-4]。為滿足諧波要求和標(biāo)準(zhǔn)，交流輸入的電力電子變換器需要采用功率因數(shù)校正(Power factor correction, PFC)技術(shù)提高用電設(shè)備的功率因數(shù)，降低電網(wǎng)諧波含量，確保電網(wǎng)安全可靠運(yùn)行[5]，因此人們開(kāi)始廣泛研究各種電路拓?fù)浣M成的PFC 變換器。

相比于Buck、Boost、Buck-Boost 等非隔離PFC變換器，隔離型PFC 變換器不僅能夠?qū)崿F(xiàn)輸入輸出隔離，而且通過(guò)合理設(shè)計(jì)，只用一級(jí)變換電路就可以實(shí)現(xiàn)PFC 功能，因此研究人員已經(jīng)在航空電子設(shè)備、車載充電器、通信及計(jì)算機(jī)設(shè)備電源等應(yīng)用場(chǎng)合開(kāi)展了隔離型PFC 變換器的研究[6-9]。其中隔離型SEPIC PFC 變換器由于具有器件數(shù)量少、成本低、輸入輸出電流連續(xù)等優(yōu)點(diǎn)，得到研究人員的廣泛關(guān)注[10-11]。由于變壓器漏感帶來(lái)的電壓尖峰，傳統(tǒng)隔離型SEPIC PFC 變換器開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力較大。文獻(xiàn)[12-13]所提變換器應(yīng)用有源鉗位技術(shù)來(lái)降低開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，但是其電路控制復(fù)雜。文獻(xiàn)[14]提出了一種集成磁結(jié)構(gòu)的隔離有源鉗位SEPIC PFC 變換器，把輸入電感、隔離變壓器和二極管鉗位電路集成到單個(gè)磁結(jié)構(gòu)中，雖然降低了開(kāi)關(guān)管和輸出二極管的電壓應(yīng)力，但是該電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，不易設(shè)計(jì)與控制；文獻(xiàn)[15-16]所提變換器都用了有源鉗位技術(shù)來(lái)抑制電壓尖峰，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通，但是它們的電路控制復(fù)雜，成本高；并且文獻(xiàn)[14-16]均采用了傳統(tǒng)整流橋。為進(jìn)一步提高變換器的整體效率，學(xué)者們陸續(xù)提出了多種無(wú)橋SEPIC PFC 拓?fù)鋄17-22]，其中文獻(xiàn)[22]提出的一種無(wú)橋PFC轉(zhuǎn)換器，其輸入電感電流交替工作在CCM/DCM 模式，以獲得高功率因數(shù)，提高整體效率，但是該變換器所用元器件數(shù)量多，控制復(fù)雜。

基于此，本文使用無(wú)橋PFC 和有源鉗位技術(shù)對(duì)SEPIC PFC 變換器進(jìn)行改進(jìn)，提出了一種有源鉗位隔離型無(wú)橋SEPIC PFC 變換器。該變換器通過(guò)運(yùn)用有源鉗位技術(shù)，降低了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)，并提高了變換器效率。該變換器采用恒頻控制，輸入電感電流工作在斷續(xù)電流模式(Discontinuous conduction mode, DCM)，僅使用單電壓環(huán)控制就可以實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，控制簡(jiǎn)單。本文詳細(xì)分析了該變換器的工作原理、輸入電感工作在斷續(xù)模式的條件、中間電容的電壓以及功率因數(shù)等特性，并設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸出功率為70 W 的應(yīng)用于飛機(jī)座椅電源的試驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

2 電路結(jié)構(gòu)及其工作原理

2.1 電路結(jié)構(gòu)

如圖1 所示為本文提出的有源鉗位隔離型無(wú)橋SEPIC PFC 變換器的整體框圖。該變換器的主電路由EMI 濾波器，輸入電感L1，二極管VD1、VD2，主開(kāi)關(guān)管S1、S2，輔助開(kāi)關(guān)管S3，中間電容C1，鉗位電容Cc，以及隔離變壓器T和續(xù)流二極管VD0、輸出濾波電容C0組成；其中隔離變壓器的勵(lì)磁電感為L(zhǎng)m，漏感為L(zhǎng)r，變壓器的原副邊等效匝比為n。輔助開(kāi)關(guān)管S3與鉗位電容Cc構(gòu)成有源鉗位電路，用以抑制電壓尖峰，降低開(kāi)關(guān)管S1、S2的電壓應(yīng)力；二極管VD1、VD2，主開(kāi)關(guān)管S1、S2構(gòu)成無(wú)橋結(jié)構(gòu)代替?zhèn)鹘y(tǒng)整流橋，進(jìn)一步提高變換器的轉(zhuǎn)換效率。

圖1 所提變換器電路框圖

變換器的控制電路僅由運(yùn)放、光耦和PWM 控制芯片構(gòu)成；將輸出電壓分壓采樣后的信號(hào)進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，再將誤差信號(hào)通過(guò)光耦隔離傳遞到原邊控制芯片UCC2580-3，然后控制芯片UCC2580-3 輸出一組帶死區(qū)的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)信號(hào)OUT1 和OUT2，信號(hào)OUT1 同步驅(qū)動(dòng)主開(kāi)關(guān)管S1、S2，信號(hào)OUT2 驅(qū)動(dòng)輔助開(kāi)關(guān)管S3。通過(guò)調(diào)節(jié)兩個(gè)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間來(lái)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管S1、S2和S3的ZVS，通過(guò)調(diào)節(jié)漏感Lr和鉗位電容Cc的值，讓其有足夠的諧振深度，從而使能量能完全傳遞至二次側(cè)[23]來(lái)實(shí)現(xiàn)副邊續(xù)流二極管VD0的ZCS。由圖1 可知，所提PFC 變換器拓?fù)鋬H用一級(jí)變換就可以實(shí)現(xiàn)AC-DC 功能和輸入輸出隔離，所用元器件數(shù)量少，成本低，控制簡(jiǎn)單。

2.2 工作原理

該變換器輸入電感L1的電流工作在DCM 模式，如圖2a 所示。由于電路正負(fù)半周原理相同，現(xiàn)以輸入電感電流工作在正半周斷續(xù)導(dǎo)電模式來(lái)介紹電路的工作原理。假設(shè)輸入電壓Vin=Vmsin(ωt)為理想正弦波，其中Vm為輸入電壓Vin的峰值，ω為輸入電壓Vin的角頻率。為了便于分析，假設(shè)如下：VDS1、VDS2分別為開(kāi)關(guān)管S1、S2的體二極管，CS1、CS2分別為開(kāi)關(guān)管S1、S2的寄生電容，VDS3為開(kāi)關(guān)管S3的體二極管，輸出電容C0足夠大；Lm?Lr，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率fs遠(yuǎn)大于輸入交流電壓頻率fg。

圖2 變換器關(guān)鍵波形

該變換器的關(guān)鍵電壓和電流波形如圖2 所示，圖2b 對(duì)應(yīng)的工作模態(tài)分析如圖3 所示，相關(guān)元器件電流的正方向已在圖1 中標(biāo)出。

圖3 輸入電壓正半周各模態(tài)等效電路

模態(tài)1(t0～t1)：如圖3a 所示，主開(kāi)關(guān)管S1、S2開(kāi)通，輔助開(kāi)關(guān)管S3關(guān)斷，該等效電路有三個(gè)回路，其電流流向如圖中支路外箭頭所示，其中is1=iL1+ic1。中間電容C1放電，輸入電感L1和勵(lì)磁電感Lm及其變壓器漏感Lr上的電流均線性變化，均儲(chǔ)存能量，且iLm=iLr=iT，此時(shí)二次側(cè)輸出電容C0釋放能量以供給負(fù)載，在整個(gè)階段VBUS電壓為零。在這個(gè)階段里，輸入電感L1和勵(lì)磁電感Lm及其變壓器漏感Lr上的電流變化率為

模態(tài)2(t1～t2)：如圖3b 所示，開(kāi)關(guān)管S1、S2和S3均關(guān)斷，L1和Lr的電流流向仍然保持模態(tài)1 的電流流向，均向主開(kāi)關(guān)管S1、S2的寄生電容CS1和CS2充電，iLm=iLr，VBUS逐漸上升，輸出電容C0繼續(xù)向負(fù)載供能；當(dāng)CS1和CS2充電結(jié)束后，進(jìn)入模態(tài)3。

模態(tài)3(t2～t3)：如圖3c 所示，由于電感L1要續(xù)流，iL1給中間電容C1充電，給CS2放電，同時(shí)iLr和iL1給鉗位電容Cc充電，輸出電容C0繼續(xù)向負(fù)載供能，當(dāng)CS2放電結(jié)束后，由S2的體二極管VDS2續(xù)流，此時(shí)S2、S3即可實(shí)現(xiàn)ZVS，工作進(jìn)入模態(tài)4。

模態(tài)4(t3～t4)：如圖3d 所示，開(kāi)關(guān)管S3導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管S2的體二極管VDS2續(xù)流，iL1持續(xù)給中間電容C1和鉗位電容Cc充電，同時(shí)iLr也持續(xù)給鉗位電容Cc充電，輸入電感電流iL1和流過(guò)磁感Lm和漏感Lr的電流線性減小，且iLm=iLr。

模態(tài)5(t4～t5)：如圖3e 所示，開(kāi)關(guān)管S1、S2關(guān)斷，S3導(dǎo)通，t=t4時(shí)，iLr>iLm，此時(shí)VD0開(kāi)始導(dǎo)通，變壓器開(kāi)始向二次側(cè)傳遞能量，輸出電容C0儲(chǔ)存能量，此時(shí)iL1和iLr繼續(xù)給鉗位電容Cc充電，輸入電感電流iL1持續(xù)線性減小；同時(shí)漏感電流iLr由負(fù)變正，當(dāng)iLm=iLr+iL1時(shí)，鉗位電容Cc充電結(jié)束，然后開(kāi)始放電，在整個(gè)階段變壓器漏感Lr和鉗位電容Cc發(fā)生諧振，并向二次側(cè)傳遞能量。

在t3～t5整個(gè)階段，輸入電感電流iL1均線性減小，其下降斜率為

模態(tài)6(t5～t6)：如圖3f 所示，此階段開(kāi)關(guān)管S1和S2持續(xù)關(guān)斷，S3繼續(xù)導(dǎo)通，當(dāng)t=t5時(shí)刻，iL1線性減小至0，中間電容C1充電結(jié)束，即iL1=iS2=0；漏感電流iLr持續(xù)增大，勵(lì)磁電流iLm逐漸減小，當(dāng)勵(lì)磁電流iLm減小至0 時(shí)，二次側(cè)電流iVD0增加至最大，隨后勵(lì)磁電流iLm反向增大，漏感電流iLr減小，變壓器漏感Lr和鉗位電容Cc繼續(xù)諧振。

在t4～t6整個(gè)時(shí)間段，變壓器漏感Lr和鉗位電容Cc發(fā)生諧振，同時(shí)向二次側(cè)傳遞能量，可以推導(dǎo)出如下表達(dá)式

模態(tài)7(t6～t7)：如圖3g 所示，這一階段開(kāi)關(guān)管S3繼續(xù)導(dǎo)通，鉗位電容Cc繼續(xù)放電，iLm=iLr，并緩慢增大，變壓器不再向二次側(cè)傳遞能量，iVD0=0，負(fù)載由輸出電容C0供電，二次側(cè)續(xù)流二極管D0零電流關(guān)斷。

模態(tài)8(t7～t8)：如圖3h 所示，在這一階段，輔助開(kāi)關(guān)管S3關(guān)斷，由S2的體二極管VDS2續(xù)流構(gòu)成回路，同時(shí)S1的寄生電容CS1放電，負(fù)載側(cè)輸出電容C0向負(fù)載供電，直至t8時(shí)刻，CS1放電完畢，VBUS降為0，開(kāi)關(guān)管S1即可實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，又回到模態(tài)1 的狀態(tài)。

3 電路特性分析

3.1 功率因數(shù)分析

輸入電感電流斷續(xù)模式下變換器電路穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，根據(jù)電感L1在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的伏秒平衡可知

式中，D1為主開(kāi)關(guān)管S1、S2的占空比；TS為開(kāi)關(guān)周期；D2TS為開(kāi)關(guān)周期內(nèi)iL1從峰值放電為0 的時(shí)間；n為變壓器的原副邊變比；ω為輸入電壓角頻率。穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，漏感Lr兩端的平均電壓為0，因此鉗位電容CC的電容電壓可以表示為

結(jié)合式(8)、式(9)，可以得到

由式(1)、式(10)可以得到該變換器輸入電感L1在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均電流為

從而，該變換器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的輸入電流平均值iin(t)可以表示為

平均輸入功率可以表示為

根據(jù)功率因數(shù)的定義，該變換器的PF 可以表示為

式中，Vm為交流輸入電壓的峰值；Iin(rms)為輸入電流有效值?？梢钥闯鲈撟儞Q器的功率因數(shù)PF 是關(guān)于Vm/(VC1+nV0)的函數(shù)，其關(guān)系如圖4 所示，功率因數(shù)PF 隨著Vm/(VC1+nV0)的增大而減小。在低壓應(yīng)用場(chǎng)合，當(dāng)輸入電壓、輸出電壓和變比n確定時(shí)，可以通過(guò)增大VC1來(lái)提高功率因數(shù)。

圖4 功率因數(shù)PF 與Vm/(VC1+nV0)的關(guān)系曲線

3.2 iL1 工作在斷續(xù)模式的條件

假設(shè)在最低輸入電壓下，正弦波波峰輸入，確保輸入電感電流iL1工作在斷續(xù)模式，則可以在整個(gè)范圍內(nèi)工作在斷續(xù)模式?？梢缘玫?/p>

根據(jù)功率守恒可得

因此，只需要確保輸入電感取值小于式(18)的計(jì)算值，即可保證該變換器在整個(gè)范圍內(nèi)工作在斷續(xù)模式。

3.3 中間電容C1 的平均電壓VC1 的分析

根據(jù)上述電路工作模態(tài)分析，當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1、S2導(dǎo)通時(shí)，流經(jīng)中間電容C1的電流iC1(t)=iLm(t)，此時(shí)中間電容C1向勵(lì)磁電感Lm傳遞能量，認(rèn)為中間電容C1放電時(shí)的電壓為恒定值VC1，則在放電時(shí)間D1TS時(shí)間內(nèi)，中間電容C1的平均放電電流為

所以，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)中間電容C1釋放的功率為

當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1、S2關(guān)斷時(shí)，流經(jīng)中間電容C1的電流iC1(t)=iL1(t)，此時(shí)中間電容吸收能量，認(rèn)為中間電容C1充電時(shí)的電壓為恒定值VC1，則在充電時(shí)間D2TS時(shí)間內(nèi)，中間電容C1的平均充電電流為

同理，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)中間電容C1吸收的功率為

根據(jù)中間電容充放電能量平衡，結(jié)合式(11)，可得在半個(gè)頻率周期內(nèi)

結(jié)合式(20)、式(22)，整理得到

從式(24)可知，中間電容電壓VC1的大小與變壓器匝數(shù)比n、輸出電壓V0、輸入電壓峰值Vm以及勵(lì)磁電感Lm和輸入電感L1的比值相關(guān)；當(dāng)變壓器匝數(shù)比n和輸出電壓V0、輸入電壓一定時(shí)，中間電容電壓VC1與勵(lì)磁電感Lm和輸入電感L1的比值呈非線性函數(shù)關(guān)系，其關(guān)系曲線如圖5 所示。根據(jù)圖5 可得，對(duì)于28 V 輸出，n=3.3 時(shí)，當(dāng)輸入電壓確定時(shí)，隨著L1/Lm比值逐漸增大，Vm/(VC1+nV0)的值逐漸增大，中間電容電壓VC1逐漸減小，因此，可以通過(guò)合理設(shè)計(jì)勵(lì)磁電感Lm和輸入電感L1的值，來(lái)確定中間電容電壓VC1。

圖5 L1/Lm 與Vm/(VC1+nV0)的關(guān)系曲線

4 試驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 試驗(yàn)參數(shù)

為了驗(yàn)證提出的有源鉗位隔離型無(wú)橋SEPIC PFC 變換器的理論分析的正確性，搭建了一臺(tái)輸出功率為70 W 的應(yīng)用于飛機(jī)座椅電源的試驗(yàn)樣機(jī)，如圖6 所示。變換器的規(guī)格和主要試驗(yàn)參數(shù)如表1所示。

表1 變換器規(guī)格和主要試驗(yàn)參數(shù)

圖6 試驗(yàn)樣機(jī)圖片

根據(jù)式(18)，對(duì)于28 V 輸出，n=3.3 時(shí)，得出不同占空比D和輸入電感L1的關(guān)系，如圖7 所示。在最低輸入電壓下，得到占空比D=0.42，對(duì)應(yīng)L1=290 μH，確保變換器工作在DCM 模式，在實(shí)際電路中取L1=250 μH；綜合考慮變換器功率因數(shù)和中間電容電壓VC1，結(jié)合圖4 與圖5，取Lm=300 μH；同時(shí)，由圖4 和圖5 折中考慮，可以計(jì)算得到中間電容電壓在輸入電壓有效值為90 V、115 V、135 V時(shí)的大小分別為153.3 V、197.3 V、225.7 V。

圖7 輸入電感L1 與占空比D 的關(guān)系曲線

4.2 試驗(yàn)結(jié)果

圖8 為輸出電壓V0、輸入電壓Vin、輸入電流iin和中間電容電壓在輸入電壓有效值為90 V、115 V、135 V 時(shí)的試驗(yàn)波形。由圖8 可以看出，不同輸入電壓下，輸入電流波形均能夠很好地跟隨輸入電壓波形，輸出電壓穩(wěn)定在28 V；由圖8b、8d、8f 可以看出，交流輸入電壓有效值為90 V、115 V、135 V 時(shí)，中間電容電壓分別為151 V、200 V 和220 V 左右；測(cè)試結(jié)果基本與理論分析一致。

圖8 輸出電壓、輸入電壓、輸入電流和中間電容電壓試驗(yàn)波形

圖9a～9c 分別為Vrms=115 V 時(shí)開(kāi)關(guān)管S1、S2和S3的GS端電壓VGS與BUS 點(diǎn)對(duì)地的電壓VBUS和副邊二極管電壓VVD0和電流iVD0的試驗(yàn)波形。從圖9a～9c 可以看出，有源鉗位電路很好地抑制了電壓尖峰，降低了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，開(kāi)關(guān)管S1、S2和S3實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，副邊二極管實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。

圖9 Vrms=115 V 時(shí)開(kāi)關(guān)管S1、S2 和S3 的GS 端電壓VGS 與電壓VBUS 和副邊二極管VVD0 與iVD0 試驗(yàn)波形

圖10 所示為Vrms=115 V 時(shí)輸入電感電流iL1和流入變壓器的電流iT的試驗(yàn)波形，圖10a 為基于無(wú)橋SEPIC PFC 變換電路在400 Hz 頻率周期內(nèi)的試驗(yàn)波形，圖10b 為圖10a 在輸入電壓峰值點(diǎn)附近的局部放大波形。從圖10 可以看出，該變換器的輸入電感運(yùn)行在斷續(xù)模式，輸入電感電流的峰值包絡(luò)為正弦波，漏感Lr和鉗位電容Cc有足夠的諧振深度，能使能量完全傳遞至變壓器二次側(cè)，試驗(yàn)波形與理論分析完全一致。

圖10 Vrms=115 V 時(shí)輸入電感電流iL1、流入變壓器電流iT 的試驗(yàn)波形

圖11 為不同輸入電壓時(shí)，所提變換器的PF 值和轉(zhuǎn)換效率的測(cè)試結(jié)果。根據(jù)測(cè)試結(jié)果可得，在90～135Vrms輸入電壓范圍內(nèi)，所提變換器的功率因數(shù)均大于0.96，效率高達(dá)90.22%；由于輸入端EMI濾波器中電容的影響，當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，測(cè)試的PF 值比理論分析結(jié)果略低。

圖11 不同輸入電壓下PF 值和轉(zhuǎn)換效率的測(cè)試結(jié)果

表2 為本文所提PFC 變換器拓?fù)渑c參考文獻(xiàn)中部分電路拓?fù)渲g的對(duì)比。通過(guò)對(duì)比分析可知，在單級(jí)隔離且不需要能量雙向流動(dòng)的中低壓應(yīng)用場(chǎng)合，尤其對(duì)航空電子設(shè)備等低輸入電壓的應(yīng)用場(chǎng)合，本文所提PFC 變換器拓?fù)湓诔杀?、控制單路?fù)雜度和轉(zhuǎn)換效率方面具有一定的優(yōu)勢(shì)。

表2 本文拓?fù)渑c其他拓?fù)鋵?duì)比表

5 結(jié)論

相較于傳統(tǒng)隔離型SEPIC PFC 變換器，本文提出的有源鉗位隔離型無(wú)橋SEPIC PFC 變換器具有以下特點(diǎn)。

(1) 使用無(wú)橋結(jié)構(gòu)代替了傳統(tǒng)PFC 變換器中的低頻整流橋，并運(yùn)用了有源鉗位技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)，具有效率高的特點(diǎn)。

(2) 主開(kāi)關(guān)管和輔助開(kāi)關(guān)管采用互補(bǔ)導(dǎo)通的工作方式，系統(tǒng)運(yùn)行在DCM 模式，主電路拓?fù)淇刂品绞胶?jiǎn)單，進(jìn)一步降低了硬件成本。

(3) 尤其適用于中頻低壓輸入的應(yīng)用場(chǎng)合。

實(shí)驗(yàn)室搭建了70 W 試驗(yàn)樣機(jī)，試驗(yàn)結(jié)果表明了所提變換器的合理性和可行性；在有效值90～135 V 的交流輸入電壓下，其功率因數(shù)高達(dá)0.991，效率高達(dá)90.22%，驗(yàn)證了理論分析的正確性。