李國華 韓 穎 李 豐 劉 明

(1.遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125105；2.朝陽師范高等?？茖W校數(shù)學計算機系 朝陽 122000)

1 引言

電流跟蹤型多電平逆變器在光伏并網(wǎng)、中高壓電力系統(tǒng)有源濾波和無功補償?shù)葓龊蠌V泛應用，具有容量大、電壓諧波含量低和等效開關頻率低等優(yōu)點[1]。然而，由于多電平逆變電路中的電力電子器件相對較多，因此發(fā)生故障的概率也會大很多[2]。

多電平逆變器的容錯控制方法可以分為硬件法和軟件法兩類。硬件法通常需要在多電平逆變器拓撲結(jié)構中增加備用單元或其他輔助模塊[3-4]，在此基礎上實現(xiàn)容錯控制。其中，基于N+1 冗余的級聯(lián)型逆變器容錯方法應用比較廣泛。文獻[3]在級聯(lián)逆變器原有N單元串聯(lián)的基礎上，每相再增加一個或幾個備用單元；通過備用單元投切實現(xiàn)容錯控制。文獻[4]在級聯(lián)逆變器的負載側(cè)增加了一個附加模塊，靈活地進行結(jié)構重組，實現(xiàn)故障容錯。由于設備絕大多數(shù)情況下正常工作，因此硬件法會造成備用單元的浪費，使主電路結(jié)構更加復雜。

軟件法不需要改變多電平逆變器的拓撲結(jié)構，而是通過控制算法實現(xiàn)容錯控制，能夠節(jié)約硬件成本，簡化系統(tǒng)結(jié)構。目前，基于軟件法的容錯控制策略研究主要包括以下三種。

一是屏蔽故障單元，并降容量運行。該類方法比較適合單相級聯(lián)逆變器[5]。在三相多電平逆變器中，為保證三相輸出相電壓的對稱性，除短接故障單元外，通常將另外兩相中與故障單元相對應的非故障單元也屏蔽[6]；但部分非故障單元未能充分利用，存在硬件資源的浪費[7]。文獻[7]以七電平級聯(lián)逆變器為例，證明該類容錯方法中逆變器輸出線電壓幅值由故障前的 5.19Vdc，下降到故障后的3.46Vdc，其中Vdc為級聯(lián)單元直流側(cè)電壓。

二是中性點偏移法，其實質(zhì)是注入一個基本零序電壓[8]。該方法可在僅旁路故障單元時獲得最大的對稱線電壓；但中性點偏移法容易引起低次電壓諧波升高。文獻[8]提出一種差補調(diào)制方式，在實現(xiàn)容錯運行的同時，還可以降低由中性點偏移引起的電壓諧波。然而，當負載功率因數(shù)較低時，注入的零序電壓可能導致實際功率回流，造成直流側(cè)電壓升高，甚至超出設定的范圍[9]。

三是調(diào)整逆變器直流側(cè)電壓值。文獻[10]通過升高故障相中級聯(lián)單元的直流側(cè)電壓，使該相輸出電壓最大值與故障前相同；文獻[11]將逆變器故障相直流側(cè)電壓升高至原來的2N/(2N-1)倍，并采用一個改進的選擇性消諧方法，實現(xiàn)故障容錯運行的同時，還能選擇性消除低次電壓諧波。但該類容錯方法僅適用于直流電壓可控的場合，而且會導致電力電子器件電壓應力增大。為此，文獻[12-13]提出中性點偏移和直流側(cè)電壓調(diào)整相結(jié)合的容錯控制方法，可以減小故障狀態(tài)下電力電子器件承受的電壓應力。該類方法中，逆變器直流側(cè)電壓的升高會引起電壓矢量的空間位置發(fā)生變化，使電壓矢量的選取算法變得更加復雜。

改進U 型單元封裝式(Modified packed U cells,MPUC)逆變器是由VAHEDI 等[14]提出的一種新型多電平雙電源逆變器拓撲結(jié)構。MPUC 逆變器結(jié)合了電容飛跨型和級聯(lián)H 橋型多電平逆變器的優(yōu)點，在輸出同樣電平數(shù)情況下，所需的功率開關器件和電容器數(shù)量更少[15]。上述的軟件容錯控制方法主要針對級聯(lián)多電平逆變器，均不適用于MPUC 逆變器。

本文提出一種電流跟蹤型單相七電平MPUC逆變器滯環(huán)空間矢量脈寬調(diào)制(Space vector pulse width modulation，SVPWM)容錯控制方法。當功率開關器件故障發(fā)生時，利用位置重疊或接近的冗余電壓矢量代替故障電壓矢量；優(yōu)先選擇位置重合的冗余電壓矢量等效替代；如果沒有重合矢量，則選擇位置和作用效果最接近的其他矢量，從而實現(xiàn)容錯控制。

2 拓撲結(jié)構和工作原理

圖1 是由2 個獨立的直流電源和6 組功率開關器件組成的七電平MPUC 逆變器；逆變器開關狀態(tài)以及對應電壓空間矢量關系如表1 所示；電壓矢量空間位置如圖2 所示。逆變器開關狀態(tài)和電壓空間矢量共有8 個；有3E、2E、E、0、-E、-2E、-3E等7 種電平。

表1 MPUC 逆變器開關狀態(tài)與電壓矢量

圖1 MPUC 逆變器主電路拓撲圖

圖2 T1 和T4 開路對電壓矢量的影響

如圖3 所示，首先利用滯環(huán)確定電流跟蹤誤差Δi=i*-i，然后通過合理選取逆變器電壓矢量將跟蹤誤差降低到滯環(huán)范圍內(nèi)。其中i*為參考電流，i為實際電流，滯環(huán)寬度為h、2h和3h。非故障狀態(tài)下的電壓矢量由式(1)選擇；故障狀態(tài)下，還需要將原算法選取的電壓矢量進行替代，即進行故障容錯控制。

圖3 MPUC 逆變器滯環(huán)電流跟蹤控制方法流程圖

3 MPUC 逆變器故障狀態(tài)分析

當逆變器發(fā)生短路故障時，與開關器件串聯(lián)的快速熔斷器會保護性熔斷，此時故障等效為開路故障，所以本文只研究開路故障。當MPUC 逆變器中的某一個IGBT 發(fā)生開路故障時，8 個電壓矢量中將有4 個受到故障影響，成為故障矢量，如表2 所示。其中，“√”表示故障對該電壓矢量無影響；“×”表示有影響，即該電壓矢量變成故障矢量。例如，表2 中T1發(fā)生故障時，電壓矢量V1、V2、V5和V6受到影響成為故障矢量，則表2中對應位置為“×”。

表2 開路故障對MPUC 逆變器電壓矢量的影響

由表2 可知，當T1、T3、T4和T6中的某一個發(fā)生開路故障時，逆變器均可以輸出至少一個正電壓、零電壓和負電壓。即理論上仍可以控制負載電流升高和降低，只是可選擇的電壓矢量和電平數(shù)減少了。

當T2發(fā)生故障時，逆變器只能輸出正電壓和零電壓；此時逆變器只能控制負載電流升高，不能控制其降低，即失去對電流的控制。雖然當負載電流為順時針方向時，續(xù)流二極管VD2導通，此時逆變器有可能輸出負電壓；但由于二極管為不可控器件，該類狀態(tài)無法受主控芯片準確控制，不屬于有效電壓矢量。同理可分析T5開路時的情況。

圖2 和圖4 給出了單管開路故障下逆變器電壓矢量空間分布圖。其中，虛線代表故障矢量，需要進行電壓矢量替代；實線代表非故障矢量，不需要進行電壓矢量替代。

圖4 T3、T6、T2 和T5 開路故障的影響

4 電壓矢量替代容錯控制方法

如圖2 和表2 所示，當非故障狀態(tài)下選取的電壓矢量為非故障矢量時，該電壓矢量即為逆變器最終輸出矢量；當選取的電壓矢量為故障矢量時，則需要進行電壓矢量替代。表3 給出了單管開路故障下MPUC 逆變器電壓矢量替代方法。其中，“√”表示故障對該電壓矢量無影響，不需要替代。

表3 開路故障下MPUC 逆變器電壓矢量替代表

當T1、T3、T4和T6中的某一個發(fā)生開路故障時，均可以找出位置重合或方向相同的非故障矢量替代故障矢量。根據(jù)電流跟蹤誤差，控制逆變器實際輸出電流的升降，從而實現(xiàn)容錯控制。以T1發(fā)生開路故障為例，僅有V3、V4、V7和V8四個電壓矢量不受該故障的影響，可以繼續(xù)使用，無需替代；V1、V2、V5和V6受到該故障的影響，需要替代。其中V1和V2可用作用方向相同的矢量V3替代；V5可用位置重合的V4來代替，V6可用最相鄰的矢量V7替代。即當Δi>3h和2h<Δi≤3h時，均選取矢量V3；當-2h<Δi≤-h時，選取矢量V7。

以T1發(fā)生單管故障容錯時的電壓矢量選取過程為例，經(jīng)過表3 分析可知，替換后最終的輸出電壓矢量如式(2)所示。同理可得其他單管開路故障時的容錯控制情況。

如圖5 所示，當T2或T5發(fā)生開路故障時，首先將T2和T5驅(qū)動電壓信號置于關斷狀態(tài)；并利用開關器件迅速短接C、F點，或短接D、E點；此時續(xù)流二極管VD2和VD5均承受反壓而處于關斷狀態(tài)，理想狀態(tài)下相當于斷路；短接后逆變器的4個電壓矢量如圖5 所示。此時的容錯控制方法見表3。其中，當短接C、F點時，零矢量選取(T1，T6)；短接D、E點時，零矢量選取(T3，T4)，以盡量減少兩電源之間的相互作用。本文以短接C、F點為例。

圖5 T2 和T5 開路故障下的容錯拓撲和矢量圖

此時，MPUC 逆變器等效為降容量運行狀態(tài)。由于IGBT 等功率開關器件在選型時，額定電壓通常保留2～3 倍安全裕量；額定電流保留1.5～2 倍安全裕量。因此，降容量運行狀態(tài)下，IGBT 承受的電壓和電流不會超過其允許最大值。

5 仿真與分析

利用Matlab 軟件進行仿真分析，系統(tǒng)參數(shù)設置如下：逆變器直流側(cè)電源為100 V 和200 V；輸出端電抗器為10 mH，電阻為20 Ω，環(huán)寬h為0.05 A。參考電流為幅值4.5 A、頻率50 Hz 的正弦波。

圖6 為非故障狀態(tài)下，MPUC 逆變器輸出電壓和電流波形圖，圖7 為負載電流的THD 分析圖。由圖6 可見，當所有開關器件均正常時，逆變器輸出電壓和電流的波形均按正弦規(guī)律變化；此時的輸電壓為七電平，輸出電流能準確跟蹤參考值，電流諧波畸變率為3.10%。

圖6 非故障狀態(tài)下負載電壓、電流波形圖

圖7 非故障狀態(tài)下負載電流的THD

分別將逆變器中的T1～T6逐一斷開，即每個IGBT 逐一發(fā)生開路故障。圖8～15 為T1和T3發(fā)生故障時，負載電壓、電流的故障波形圖和容錯波形圖，以及負載電流THD 分析圖。由于T1和T3發(fā)生單管開路故障時，對逆變器電壓矢量的影響及其矢量替代方法，分別與T4和T6相反。因此，這里不再重復驗證T4和T6發(fā)生開路故障的情況。

由圖8 和圖10 可見，當T1發(fā)生開路故障時，逆變器輸出電平將缺少3E、2E和-E；而負半軸中的-2E和-3E不受影響。因此，輸出電流波形明顯出現(xiàn)了不規(guī)則變化，電流畸變率高達18.38%。圖9和圖11 為經(jīng)過容錯控制后的輸出波形，此時的輸出電流波形恢復正常，正弦度較好，容錯運行狀態(tài)下的電流諧波畸變率為3.38%，稍高于非故障狀態(tài)。

圖9 T1 容錯時的負載電壓、電流波形圖

圖10 T1 故障時負載電流的THD 圖

圖11 T1 容錯時負載電流的THD 圖

同理可得T3故障以及容錯運行時的情況，如圖12～15 所示。經(jīng)過容錯控制后的輸出電流諧波畸變率為3.26%。

圖12 T3 開路故障下的負載電壓、電流波形圖

圖13 T3 容錯時的負載電壓、電流波形圖

圖14 T3 故障時負載電流的THD 圖

圖15 T3 容錯時負載電流的THD 圖

圖16～19 為T2發(fā)生開路故障情況時，通過短接C、F點，容錯運行下的負載電壓、電流的波形圖以及負載電流的THD 圖。

圖16 T2 開路故障下的負載電壓、電流波形圖

由圖16 和圖18 可見，當T2發(fā)生開路故障時，逆變器輸出電平將缺少負電平。因此，輸出電流波形明顯出現(xiàn)了不規(guī)則變化，此時電流畸變率高達43.68%。圖17 和圖19 為T2經(jīng)過容錯控制后的輸出波形，輸出電流波形恢復正常，正弦度較好，容錯運行狀態(tài)下的電流諧波畸變率為3.22%，稍高于非故障狀態(tài)。

圖17 T2 容錯時負載電壓、電流波形圖

圖18 T2 故障時的負載電流THD 圖

圖19 T2 容錯時的負載電流THD 圖

由于T2發(fā)生單管開路故障時，對逆變器電壓矢量的影響，以及矢量替代方法與T5恰好相反。這里不再重復驗證T5發(fā)生單管開路故障的情況。

通過上述分析可知，故障狀態(tài)下利用基于電壓矢量替代的容錯控制方法，可以保證MPUC 逆變器較準確地跟蹤參考電流，諧波含量稍有提高。這是因為電壓矢量替代的過程中，逆變器輸出電壓誤差導致電流跟蹤誤差升高。

6 結(jié)論

(1) 本文提出一種電流跟蹤型單相七電平MPUC 逆變器滯環(huán)SVPWM 容錯控制方法。首先分析了逆變器各功率開關器件開路故障對電壓矢量的影響；優(yōu)先選擇位置重合的非故障矢量進行等效替代；如果沒有位置重合的非故障矢量，則選擇作用方向相同的非故障矢量。

(2) 仿真結(jié)果證明該方法可以在MPUC 逆變器單管開路故障情況下，保證逆變器繼續(xù)穩(wěn)定工作，能夠較準確地跟蹤參考電流值。

(3) 該方法算法簡單，易于實現(xiàn)；不需要增加備用的硬件冗余硬件資源，能夠節(jié)約硬件成本，簡化系統(tǒng)結(jié)構，提高MPUC 逆變器的工作可靠性。