陶建業(yè)， 王 琛， 許 同， 王 毅， 魏子文

(1.新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(華北電力大學(xué))，河北 保定 071003；2．河北省分布式儲(chǔ)能與微網(wǎng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(華北電力大學(xué))，河北 保定 071003)

0 引 言

模塊化多電平換流器(modular multilevel converter,MMC)憑借高電壓質(zhì)量,高傳輸效率和高擴(kuò)展性等優(yōu)點(diǎn),已廣泛應(yīng)用于吳江中低壓直流配網(wǎng)、張北四端等柔直工程中[1-3]。相比于傳統(tǒng)兩電平或三電平換流器,MMC將直流側(cè)儲(chǔ)能大電容分散在各子模塊內(nèi)部,通過提高輸出電平數(shù)改善電壓質(zhì)量,降低功率器件應(yīng)力[4,5]。因此,在未來直流輸配電系統(tǒng)中,MMC及其相關(guān)拓?fù)渚邆鋸V闊應(yīng)用前景。

高壓直流系統(tǒng)中MMC通常采用的最近電平逼近調(diào)制策略(nearest level modulation,NLM),通過輪換子模塊工作模式均衡電容電壓。因此,隨著電壓等級(jí)的增加,換流器的運(yùn)行損耗和控制系統(tǒng)的計(jì)算負(fù)擔(dān)也會(huì)增加[6,7]。中低壓直流系統(tǒng)中MMC通常采用的載波移相脈寬調(diào)制策略(carrier phase shifted pulse width modulation,CPS-PWM),輸出波形質(zhì)量較好,該策略通過在參考波上注入均衡信號(hào)實(shí)現(xiàn)電壓均衡,控制系統(tǒng)復(fù)雜度和換流站的運(yùn)行損耗較高[8-10]。因此,亟需對(duì)MMC換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略展開研究,優(yōu)化MMC換流器運(yùn)行特性。

MMC電容電壓優(yōu)化算法通過降低算法的復(fù)雜度提高排序速度,或者通過降低功率器件的開關(guān)頻率提高傳輸效率。傳統(tǒng)冒泡排序算法的計(jì)算量隨電平數(shù)的提高而顯著增加,文獻(xiàn)[11]研究了質(zhì)因子分解法和希爾排序法,這類方法是通過分組排序提高計(jì)算速度。此類降復(fù)雜度排序算法需要實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)所有子模塊電容電壓,且無法降低功率器件的開關(guān)頻率,MMC換流站仍會(huì)產(chǎn)生較高的運(yùn)行損耗。文獻(xiàn)[12～13]研究了保持因子法,該方法設(shè)定電容電壓閾值區(qū)分子模塊工作狀態(tài),進(jìn)而精確控制功率器件的開關(guān)頻率。文獻(xiàn)[14]采用上一時(shí)刻開關(guān)信號(hào)修正電容電壓排序策略,子模塊投切時(shí)僅涉及必要的開關(guān)動(dòng)作,可以將開關(guān)頻率降至最低。文獻(xiàn)[15]定量分析MMC模塊電容均壓特性和開關(guān)頻率的關(guān)系,提出了一種低開關(guān)頻率均壓控制方法,該方法引入電容電壓離散度計(jì)算需要改變運(yùn)行狀態(tài)的子模塊數(shù)。然而,降頻排序算法以降低子模塊電容電壓一致性為代價(jià)減小開關(guān)頻率,限制其在實(shí)際工程中應(yīng)用。

通過改造子模塊,也能在拓?fù)鋵用鎸?shí)現(xiàn)子模塊電容電壓均衡。文獻(xiàn)[16]提出了雙半橋子模塊(double half bridge submodule,D-HBSM),該子模塊僅在電容電壓差值較小時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)并聯(lián)輸出。文獻(xiàn)[17]針對(duì)并聯(lián)全橋子模塊(parallel full bridge submodule,P-FBSM)設(shè)計(jì)動(dòng)態(tài)分配均壓控制策略,使得MMC不依賴于排序算法而實(shí)現(xiàn)電容電壓自均衡,但是系統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)性較差。文獻(xiàn)[18]在此基礎(chǔ)上引入了D-HBSM以提高系統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)性,但是產(chǎn)生的沖擊電流會(huì)嚴(yán)重危害功率器件的穩(wěn)定運(yùn)行。文獻(xiàn)[19]提出了移位全橋子模塊(oblique connect full bridge submodule,OCFBSM),該子模塊可以均衡子模塊內(nèi)部兩個(gè)電容電壓,減少參與排序的電容電壓數(shù)目而提高排序算法的速度,但無法降低開關(guān)頻率。

根據(jù)上述分析可知,現(xiàn)有的優(yōu)化算法或改進(jìn)子模塊拓?fù)潆y以同時(shí)兼顧高電容電壓一致性和低功率器件開關(guān)頻率。受到半導(dǎo)體技術(shù)的限制,功率器件難以同時(shí)兼顧通流能力和耐壓水平,耐壓水平越高,通流能力越弱。為保證足夠的電壓裕度,可能需要采取開關(guān)組分列運(yùn)行的D-HBSM提高通流能力[16,18],而關(guān)于該子模塊的研究側(cè)重在均衡電容電壓,尚未有論文利用其并聯(lián)輸出模式降低功率器件的開關(guān)頻率。為此,本文設(shè)計(jì)了適用于D-HBSM的降頻降復(fù)雜度運(yùn)行策略,可兼顧高電容電壓均衡度和低功率器件開關(guān)頻率。

本文首先分析了D-HBSM的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其三種輸出模式,并且提出了沖擊電流抑制策略。其次,分析了D-HBSM的工作原理,計(jì)算了子模塊電容利用率;接下來,針對(duì)高壓和中低壓系統(tǒng)分別設(shè)計(jì)了子模塊電容電壓排序方法,并與傳統(tǒng)半橋子模塊MMC對(duì)比了運(yùn)行損耗。最后,在MATLAB/Simulink中搭建MMC仿真模型,驗(yàn)證D-HBSM子模塊與所提運(yùn)行策略的優(yōu)越性。

1 D-HBSM及沖擊電流抑制策略

1.1 雙全橋子模塊

受半導(dǎo)體技術(shù)限制,功率器件難以兼顧通流能力和耐壓水平,耐壓水平越高,通流能力越弱。因此,為保證足夠的電壓裕度,可能需要采取器件并聯(lián)的方法提高通流能力。當(dāng)HBSM子模塊開關(guān)組分列運(yùn)行,即可構(gòu)成如圖1所示的D-HBSM。

圖1 雙半橋子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig. 1 Topology of D-HBSM

如圖2所示為D-HBSM的工作模式,正常工作時(shí)子模塊中存在兩條電流通路,與之相對(duì)應(yīng)的器件開關(guān)狀態(tài)如表1所示。相比于HBSM,D-HBSM子模塊增加了特有的并聯(lián)模式,通過改變排序策略可減小換流器的運(yùn)行損耗和控制系統(tǒng)的計(jì)算負(fù)擔(dān)。

表1 D-HBSM開關(guān)狀態(tài)Tab.1 Switching states of D-HBSM

圖2 D-HBSM的工作模式Fig. 2 Operating models of D-HBSM

分析表1可知,H橋中上下兩個(gè)IGBT(例如S11與S12)的狀態(tài)相反,因此只需要控制四個(gè)IGBT即可。在旁路模式下,電容C1與C2均旁路,D-HBSM輸出0;在串聯(lián)模式下,電容C1與C2串聯(lián)投入,D-HBSM輸出2Uc(Uc1+Uc2);在兩種并聯(lián)模式下,電容C1與C2并聯(lián)投入,D-HBSM輸出Uc(Uc1//Uc2)。需要說明的是,D-HBSM存在兩種并聯(lián)模式,并聯(lián)輸出時(shí)隨機(jī)選擇任意一種并聯(lián)模式。

1.2 沖擊電流抑制策略

由于薄膜電容存在±5%的容差,串聯(lián)模式下即使流過相同的橋臂電流,D-HBSM子模塊內(nèi)的兩個(gè)電容也會(huì)產(chǎn)生電壓差,當(dāng)切換為并聯(lián)模式時(shí),便會(huì)產(chǎn)生較大的沖擊電流。由文獻(xiàn)[19]可知,因工作狀態(tài)不同而產(chǎn)生的電容電壓差最大值ΔU為

(1)

式中：C0為子模塊電容值;Ts為子模塊投切控制周期;iarm_max為橋臂電流最大值。

由于回路中等效電阻Rr較小,放電回路的沖擊電流ΔU/Rr會(huì)嚴(yán)重危害功率器件。為此,本文在D-HBSM內(nèi)布置緩沖電感L1和L2抑制沖擊電流,如圖3(a)所示。在子模塊內(nèi)部布置電感后,并聯(lián)模式的沖擊電流抑制等效電路近似為如圖3(b)所示。

圖3 沖擊電流抑制策略Fig. 3 Strategy of suppressing inrush current

圖3(b)中,R1和R2分別為等效電路中功率器件的等效電阻;Lr、Rr、Cr分別為等效電路的等效電感、電阻、電容,其表達(dá)式為

(2)

在圖3(b)所示簡化二階RLC串聯(lián)電路中,放電電流的時(shí)域表達(dá)式Ir(s)為

(3)

由于Rr2<4Lr/Cr,該RLC電路處于欠阻尼狀態(tài),放電電流ir為

(4)

式中：τd1為時(shí)間常數(shù);ωd1為振蕩角頻率;Rd1為RLC回路等效電阻。上述參數(shù)的表達(dá)式為

(5)

在子模塊內(nèi)部加入緩沖電感后,沖擊電流從ΔU/Rr變?yōu)棣/Rd1,當(dāng)緩沖電感取值合理時(shí),Rd1遠(yuǎn)大于Rr,沖擊電流被削弱。

2 D-HBSM工作原理與電壓差值

2.1 工作原理分析

由于本文所研究D-HBSM為雙電容子模塊,文獻(xiàn)[20]所提子模塊利用率的定義無法準(zhǔn)確反映D-HBSM電容投入與切除狀態(tài),為此,本文定義MMC子模塊電容利用率ε為

(6)

式中：Non為MMC中橋臂電流流經(jīng)的子模塊電容總數(shù),Nt為MMC中裝配的子模塊電容總數(shù)。

在不考慮冗余子模塊的前提下,ε大于50%意味著所裝配的子模塊具備并聯(lián)輸出模式,且ε越高電容電壓均衡度越好,可等效降低系統(tǒng)開關(guān)頻率及計(jì)算負(fù)擔(dān)。傳統(tǒng)HBSM子模塊在正常運(yùn)行時(shí),運(yùn)行模式非旁路即投入,相單元中僅投入一半電容,模塊電容的利用率僅為50%。而D-HBSM包含特有的并聯(lián)輸出模式,相單元中串入的模塊電容數(shù)目增加,可以進(jìn)一步提高子模塊電容利用率,減小控制系統(tǒng)的計(jì)算負(fù)擔(dān)。本文以A相為例分析D-HBSM-MMC的投切原理,參考電壓Ua和直流電壓Udc為

(7)

式中：Um為交流電壓峰值;ω為角頻率;Uc為電容電壓額定值;N橋臂子模塊數(shù);m為電壓調(diào)制度。

當(dāng)忽略橋臂電感上的壓降時(shí),A相上下橋臂輸出電壓Uau和Uad分別為

(8)

在高壓直流系統(tǒng)中,實(shí)際輸出電平是對(duì)參考波取整得到,輸出波形為多電平階梯波;在低壓直流系統(tǒng)中,則是通過對(duì)比三角載波和參考波得到,輸出波形為多電平PWM波。此處以階梯波為例進(jìn)行分析,而多電平PWM也較為類似。交流輸出電平數(shù)Na、上下橋臂輸出電平數(shù)Nau和Nad為

(9)

分析式(9)可知,上下橋臂之間只是存在相位差。由于D-HBSM存在特有的并聯(lián)輸出模式,相單元中投入的電容數(shù)也不再限制為2N,模塊電容利用率高于50%。下面分析A相上橋臂為例,分析處于三種工作模式的子模塊數(shù)。

(1)當(dāng)N≤Nau時(shí)：為了投入更多電容,上橋臂各模塊處于并聯(lián)或串路模式,處于串聯(lián)、并聯(lián)、旁路模式的子模塊數(shù)Naus、Naup、Naub分別為

Naus=Nau-N、Naup=2N-Nau、Naub=0

(10)

(2)當(dāng)Nau

Naus=0、Naup=Nau、Naub=N-Nau

(11)

相應(yīng)的,也可以推導(dǎo)出A相下橋臂處于串聯(lián)、并聯(lián)、旁路模式的子模塊數(shù)Nads、Nadp、Nadb子模塊數(shù),考慮到文章篇幅有限,本文不再贅述。將Na帶入式(10)和(11),可計(jì)算出A相中處于不同模式的子模塊數(shù)如表2所示。

表2 A相三種模式的子模塊數(shù)Tab.2 Submodule number of three modes of phase A

本文計(jì)算處于串聯(lián)和并聯(lián)模式的電容占所有電容的比例,定義為子模塊電容利用率,A相單元中子模塊電容利用率εa為

(12)

B、C相電容利用率εb和εc則分別是超前和落后了2π/3,可以求出總的電容利用率ε為

(13)

為了方便計(jì)算,本文計(jì)算出N趨于無窮大,調(diào)制度m為1時(shí)ε和εa隨時(shí)間變化規(guī)律,如圖4所示。

圖4 電容利用率隨時(shí)間變化規(guī)律Fig. 4 Variation of capacitor utilization rate with time

分析圖4可知εa受時(shí)刻影響較大,當(dāng)ωt=kπ時(shí),εa為1;當(dāng)ωt=kπ+π/2時(shí)(k=0,1,2…),εa僅為0.5。εa、εb、εc之間相位互差π/3,相互疊加即可減小時(shí)刻對(duì)ε造成的影響。相比于傳統(tǒng)半橋MMC,子模塊電容利用率從50%上升至70%左右。圖5為Nau取不同值時(shí),A相所有子模塊的工作模式,其中橋臂子模塊數(shù)N為4。分析圖5可知,A相單元中最少投入N個(gè)電容,最多投入2N個(gè)電容,εa為50%～100%。

圖5 不同輸出電平時(shí)A相單元子模塊工作模式Fig. 5 Operation mode of submodules of the phase A under different output level

2.2 電容電壓差值

正常工作時(shí)由于各模塊的工作模式互不相同,導(dǎo)致電容電壓之間產(chǎn)生偏差,本文引入子模塊電容不均衡度θ評(píng)估電容電壓偏差。

(14)

式中：Ucmax和Ucmin為電容電壓最大和最小值。半橋MMC中,投入模式的電容電壓變化量ΔUc為

(15)

當(dāng)不考慮電能損失時(shí),處于旁路模式的電容電壓變化量近似為0。結(jié)合式(14)可知,HBSM中由于工作模式不同而造成的電容電壓差值為ΔUc。

在D-HBSM中,當(dāng)0

(16)

相應(yīng)的,下橋臂中串聯(lián)和并聯(lián)子模塊的電容電壓變化量ΔUcds和ΔUcdp分別為。

(17)

因此,在一個(gè)Ts內(nèi),上下橋臂中因工作模式不同而引起的電容電壓差值ΔUcu和ΔUcd為

(18)

當(dāng)-N

根據(jù)式(18)可知,當(dāng)D-HBSM采用本文所提排序方式時(shí),在子模塊投切周期Ts內(nèi)由于工作狀態(tài)不同而引起的電容電壓差值為0.5ΔUc,僅為傳統(tǒng)HBSM的一半。當(dāng)電容電壓差值均為ΔUc時(shí),D-HBSM的投切周期Ts需要擴(kuò)大為HBSM的二倍,開關(guān)頻率則降低為一半,降低換流器的運(yùn)行損耗。

3 工作模式確定方式與運(yùn)行損耗

3.1 高壓直流系統(tǒng)的工作模式確定方法

在高壓直流系統(tǒng)中,橋臂子模塊數(shù)較多,常采用如圖6所示的最近電平逼近調(diào)制方式。其中,A相上橋臂輸出階梯電平Naus是經(jīng)過取整得到。

圖6 NLM調(diào)制原理Fig. 6 Modulation principle of NLM

在傳統(tǒng)半橋MMC中,各HBSM之間相互獨(dú)立,根據(jù)電容電壓排序結(jié)果選取Nau個(gè)子模塊工作于投入模式,即可實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡。而D-HBSM包含特有的并聯(lián)輸出模式,根據(jù)公式(10)和(11)可得到橋臂中處于串聯(lián)、并聯(lián)和旁路子模塊的個(gè)數(shù)。本文以A相上橋臂為例,設(shè)計(jì)了適用于高壓直流系統(tǒng)的工作模式確定方法,如圖7所示。

圖7 高壓直流系統(tǒng)中D-HBSM工作模式確定流程Fig. 7 Process of determining operation models of D-HBSM in HVDC system

當(dāng)確定工作于三種模式的子模塊個(gè)數(shù)后,還要結(jié)合橋臂電流iarm的方向確定所有子模塊的工作模式,由于D-HBSM子模塊內(nèi)部電容的工作模式相同,因此電容電壓也幾乎相等,排序時(shí)僅需要考慮子模塊中一個(gè)電容電壓即可。當(dāng)Nau=N時(shí),A相上橋臂所有子模塊均并聯(lián)輸出;當(dāng)Nau>N時(shí),如果iarm>0(流入子模塊),則優(yōu)先讓電容電壓低的子模塊串聯(lián)輸出,其余子模塊并聯(lián)輸出;如果iarm<0,則優(yōu)先讓電容電壓高的子模塊串聯(lián)輸出,其余子模塊并聯(lián)輸出。類似的,可以分析出Nau

當(dāng)高壓直流系統(tǒng)中D-HBSM-MMC采用本文設(shè)計(jì)子模塊工作模式確定方法時(shí),各子模塊僅一個(gè)電容參與排序,電容電壓排序數(shù)劇減小了50%,若采用傳統(tǒng)的冒泡排序算法時(shí),計(jì)算負(fù)擔(dān)減小75%。

3.2 中低壓直流系統(tǒng)的工作模式確定方法

在中低壓直流系統(tǒng)中,橋臂子模塊數(shù)較少,常采用如圖8所示的CPS-PWM調(diào)制方式。其中,A相上橋臂輸出波Nau是通過對(duì)比參考波和三角載波得到的多電平PWM波。傳統(tǒng)半橋MMC中,每個(gè)載波都對(duì)應(yīng)一個(gè)HBSM,并通過在參考波上注入均衡信號(hào)實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡。而D-HBSM包含特有的并聯(lián)輸出模式,傳統(tǒng)CPS-PWM調(diào)制不再適用。

圖8 CPS-PWM調(diào)制原理Fig. 8 Modulation principle of CPS-PWM

分析圖8(b)中的多電平PWM波,可知輸出多電平PWM波的電平變化較為頻繁,若采用傳統(tǒng)基于排序的電壓均衡方法,則會(huì)引起較大的開關(guān)損耗?？紤]到Nau每次只變化一個(gè)電平,因此也只需要根據(jù)電壓排序的結(jié)果改變一個(gè)子模塊的工作模式即可,子模塊輸出電平變化量ΔNau為

ΔNau=Nau-Nau_pr

(19)

式中：Nau_pr為上個(gè)控制周期的輸出電平,可通過將Nau延時(shí)一個(gè)控制周期得到。

本文以A相上橋臂為例,設(shè)計(jì)中低壓系統(tǒng)中D-HBSM的工作模式確定方法如圖9所示。當(dāng)ΔNau=0時(shí),A相上橋臂所有子模塊的工作模式保持不變;當(dāng)ΔNau=1、iarm>0時(shí),如果Nau>N,則將電容電壓最低的并聯(lián)子模塊或調(diào)整為串聯(lián)輸出模式,如果NauN,則將電容電壓最高的并聯(lián)子模塊或調(diào)整為串聯(lián)輸出模式,如果Nau

圖9 中低壓直流系統(tǒng)中D-HBSM工作模式確定流程Fig. 9 Process of determining operation models of D-HBSM in LVDC system

當(dāng)?shù)蛪褐绷飨到y(tǒng)中MMC采用本文所設(shè)計(jì)子模塊工作模式確定流程時(shí),每次輸出電平變化時(shí)各橋臂只有一個(gè)子模塊的工作模式發(fā)生改變,相比于傳統(tǒng)排序策略,功率器件的開關(guān)頻率大大降低。

3.3 運(yùn)行損耗分析

MMC的運(yùn)行損耗主要包括功率器件的開關(guān)損耗和通態(tài)損耗[21]。如表3所示為傳統(tǒng)HBSM和D-HBSM的開關(guān)狀態(tài)對(duì)比,為了和D-HBSM保持一致性,HBSM并聯(lián)功率器件提高通流能力。分析表3可知,D-HBSM與HBSM在每單位電平開關(guān)動(dòng)作需要導(dǎo)通和關(guān)斷的器件數(shù)目均為2,而D-HBSM子模塊輸出電平不能直接從0跳變?yōu)?,簡化了投切控制。此外,在本文所提控制策略下,高壓系統(tǒng)中D-HBSM的子模塊投切周期僅為傳統(tǒng)HBSM的一半,開關(guān)頻率顯著降低。

表3 開關(guān)狀態(tài)對(duì)比Tab.3 Comparison of switching states

本文在MATLAB/Simulink平臺(tái)分別搭建高壓和中低壓直流系統(tǒng)的仿真模型對(duì)比D-HBSM和傳統(tǒng)HBSM的運(yùn)行損耗,仿真模型和參數(shù)分別如圖10和表4所示,得到仿真結(jié)果如圖11所示。為了保證子模塊電容電壓波動(dòng)一致,高壓系統(tǒng)中D-HBSM和HBSM的子模塊投切周期分別為200 ms和100 ms;而在中低壓系統(tǒng)中,為了降低輸出電壓中的低次諧波,三角載波的頻率為500 Hz。

表4 仿真參數(shù)Tab.4 Simulation parameters

圖10 仿真模型Fig. 10 Simulation model

圖11 功率損耗仿真結(jié)果Fig. 11 Simulation results of power losses

由圖11可知,在高壓直流系統(tǒng)中,D-HBSM的開關(guān)頻率相比于HBSM減小一半,因此開關(guān)損耗僅為后者46%,通態(tài)損耗與HBSM基本相等,運(yùn)行損耗則降低了17.5%。而在中低壓系統(tǒng)中,D-HBSM采用輪換排序策略,而HBSM則在參考波上疊加電壓均衡信號(hào),因此D-HBSM的循環(huán)電流的幅值較小,開關(guān)損耗和通態(tài)損耗都低于傳統(tǒng)HBSM,運(yùn)行損耗則降低了6.3%。

4 仿真驗(yàn)證

本文在MATLAB/Simulink平臺(tái)分別搭建了如圖10所示單端101電平和11電平的仿真模型對(duì)比D-HBSM和HBSM的電壓均衡能力,仿真參數(shù)如表4所示。其中,高壓直流系統(tǒng)中MMC所采用的調(diào)制方式為NLM,而HBSM和D-HBSM分別為傳統(tǒng)的輪換排序策略和圖7所示適用于高壓場(chǎng)合的排序策略;中低壓直流系統(tǒng)中MMC所采用的調(diào)制方式為CPS-PWM,HBSM采用文獻(xiàn)[8]和[14]中所示的排序方式,而D-HBSM則采用圖9所示適用于中低壓場(chǎng)合的排序策略。

圖12為高壓和中低壓系統(tǒng)中D-HBSM子模塊正常運(yùn)行時(shí)的仿真結(jié)果。對(duì)比圖12可知,高壓系統(tǒng)中采用階梯波逼近參考波,因此交流電壓和交流電流的質(zhì)量較高,而中低壓系統(tǒng)則輸出多電平PWM減少低次諧波含量,提高交流電流的波形質(zhì)量,因此交流電壓的高次諧波含量較大。對(duì)于直流電壓而言,直流側(cè)電壓穩(wěn)定在額定值左右,而且波動(dòng)幅度小于1%,滿足電能質(zhì)量的要求。綜上所述,采用本文所提投切算法,D-HBSM子模塊可高效完成交直流電能變換。

圖12 正常運(yùn)行仿真結(jié)果Fig. 12 Simulation results under normal operation

圖13為高壓直流系統(tǒng)中D-HBSM和傳統(tǒng)HBSM的電容電壓波形圖以及不均衡度θ。根據(jù)圖13(a)可知,正常工作時(shí)HBSM的投切周期為100 μs,電容電壓維持在額定值附近且不均衡度θ小于0.8%,電容電壓均衡度較高。如圖13(b)所示,當(dāng)HBSM的子模塊投切周期擴(kuò)大為2倍時(shí),電容電壓不均衡度θ也擴(kuò)大2倍,因此以電壓不均衡度為代價(jià)降低功率器件開關(guān)頻率。如圖13(c)所示,當(dāng)D-HBSM子模塊的投切周期也為200 μs時(shí),電容不均衡度與HBSM中投切周期為100 μs時(shí)幾乎相等,因此高壓系統(tǒng)中D-HBSM可以同時(shí)兼顧高電容電壓一致性和低功率器件開關(guān)頻率。

圖13 高壓直流系統(tǒng)中電容電壓對(duì)比圖Fig. 13 Comparison of capacitor voltage in HVDC system

圖14為中低壓直流系統(tǒng)中D-HBSM和傳統(tǒng)HBSM的電容電壓波形以及電壓不均衡度θ。如圖14(a)所示,當(dāng)HBSM通過疊加額外的均壓信號(hào)來均衡子模塊電容電壓時(shí),電壓不均衡度θ較大,電容電壓均衡能力較差。如圖14(b)所示,當(dāng)HBSM采用文獻(xiàn)[14]所提出的排序方法時(shí),不均衡度稍微降低,均壓效果有所改善。如圖14(c)所示,D-HBSM采用本文所提子模塊工作模式確定方法時(shí),電容電壓維持在額定值附近且不均衡度θ小于0.8%,均衡效果較好。

圖14 中低壓直流系統(tǒng)中電容電壓對(duì)比圖Fig. 14 Comparison of capacitor voltage in LVDC system

綜上所述,當(dāng)D-HBSM子模塊采用本文針對(duì)于中低壓和高壓系統(tǒng)所設(shè)計(jì)的工作模式確定方法,可以有效提高電容電壓一致性,且高壓系統(tǒng)中可以降低功率器件的開關(guān)頻率。

5 結(jié) 論

本文分析了D-HBSM的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和運(yùn)行特性,設(shè)計(jì)了沖擊電流抑制策略,研究了能夠降低子模塊開關(guān)頻率與排序算法復(fù)雜度的運(yùn)行策略,與傳統(tǒng)HBSM對(duì)比了換流器運(yùn)行損耗,最后搭建MATLAB/Simulink仿真模型驗(yàn)證D-HBSM與所提運(yùn)行策略的有效性,得到結(jié)論如下：

(1)針對(duì)D-HBSM特有的并聯(lián)輸出模式,所提沖擊電流抑制策略可有效降低并聯(lián)輸出模式下功率器件的電流應(yīng)力。

(2)在本文所提運(yùn)行策略下,D-HBSM的工作模式由交流輸出電平和橋臂電流方向共同確定,子模塊電容利用率提高至70%左右。在滿足相同的電容電壓不均衡度θ下,D-HBSM的投切周期較HBSM可延長一倍,子模塊開關(guān)頻率與換流器運(yùn)行損耗得以降低。

(3)D-HBSM內(nèi)部兩電容的工作模式相同,電容電壓均衡度較高,排序時(shí)僅需采集一個(gè)電容電壓即可,高壓直流系統(tǒng)中計(jì)算負(fù)擔(dān)減小75%。