收稿日期：2022-04-21

基金項目：國家自然科學基金（51677162）；河北省自然科學基金（E2017203235）；河北省自然科學基金青年基金（E2019203297）

通信作者：王立喬（1974—），男，博士、教授，主要從事高頻功率變換、大功率電力電子變流、可再生能源發(fā)電、分布式發(fā)電系統(tǒng)等方面的

研究。brent@ysu.edu.cn

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2022-0547 文章編號：0254-0096（2023）08-0266-09

摘 要：該文將Sepic電路和傳統(tǒng)電流源逆變器結(jié)合，提出一種新型可升降壓的三相電流源逆變器，并通過構(gòu)建直流旁路，實現(xiàn)對共模電流的抑制。所提出的新型逆變器拓撲具有能實現(xiàn)升降壓、調(diào)制方式簡單且易于實現(xiàn)等優(yōu)點，可適用于直流電壓范圍變化較大的光伏發(fā)電等場合。該文首先介紹了三相Sepic電流源逆變器電路拓撲的構(gòu)造方法和工作原理；其次，推導了逆變器在任意開關(guān)時刻的共模電壓表達式，并對其共模電流抑制效果進行分析；然后，建立逆變器的等效電路圖和數(shù)學模型，詳細分析逆變器的升降壓能力；最后，通過仿真和實驗證明所提出的三相Sepic電流源逆變器及其控制方案的有效性和可行性。

關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電；逆變器；漏電流；三相電流源逆變器；Sepic變換器

中圖分類號：TK513.5"""""""""""" """""" 文獻標志碼：A

0 引 言

太陽能作為目前最具規(guī)?；_發(fā)潛力和商業(yè)化發(fā)展前景的可再生能源之一，在世界能源消費中占據(jù)重要席位［1-2］，光伏發(fā)電系統(tǒng)也成為近年來國內(nèi)外學者研究的熱點。按照拓撲結(jié)構(gòu)中是否含有變壓器，光伏并網(wǎng)逆變器可分為隔離型和非隔離型兩種，其中隔離型逆變器因含有工頻或高頻變壓器，不存在共模電流問題，但具有體積大、效率低、噪聲污染等缺點［3］。而非隔離型逆變器體積小、功率密度高，近年來受到越來越多的關(guān)注，已成為未來并網(wǎng)逆變器的發(fā)展方向。由于不存在變壓器，非隔離型并網(wǎng)逆變器與大地之間存在共?；芈?，并網(wǎng)運行過程中會產(chǎn)生共模電流［4-5］，導致并網(wǎng)電流的諧波含量增多，同時帶來電磁干擾問題，甚至威脅人身安全。因此，共模電流抑制問題，成為非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器在可靠性和效率方面面臨的一大挑戰(zhàn)。

目前，國內(nèi)外學者對于單相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器共模電流抑制問題的研究較多，提出一系列諸如Heric、H5、H6的拓撲結(jié)構(gòu)，通過構(gòu)造交直流旁路，達到抑制共模電流的目的。但單相并網(wǎng)逆變器輸出瞬時功率和直流側(cè)電壓中往往存在二倍頻震蕩，直流側(cè)需加入大電解電容，同時交流側(cè)瞬時功率脈動還會導致電網(wǎng)電壓不平衡，這使得系統(tǒng)整體壽命和可靠性大大降低，也限制了單相非隔離型逆變器在大功率場合中的應(yīng)用［6-7］。

在三相非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器共模電流抑制研究方面，傳統(tǒng)的控制方案大多是針對電壓源逆變器［8-11］，其中存在的主要問題有：1）采用的抑制共模電流的方法大多只是改變系統(tǒng)的調(diào)制方法，犧牲部分矢量或增加新的邏輯運算，導致直流母線電壓利用率降低，調(diào)制方法復雜；2）電壓源逆變器直流側(cè)需要大電解電容，導致使用壽命縮短，且存在橋臂直通的風險；3）變換器往往只具有降壓能力，而在實際應(yīng)用中需要在前級級聯(lián)DC-DC升壓電路才能去和負載或者電網(wǎng)相匹配。

與電壓源逆變器相比，電流源逆變器呈升壓特性，以電感為儲能器件，無需電解電容，且不用進行短路保護，系統(tǒng)可靠性高［12］，越來越多的學者開始對電流源逆變器進行研究。文獻［13-15］通過在電流源逆變器中構(gòu)建直流旁路，并利用單載波邏輯調(diào)制策略來抑制共模電流，討論得出無箝位三相直流旁路拓撲比箝位拓撲對共模電流的抑制效果更優(yōu)的結(jié)論；但所提出的H8拓撲調(diào)制方法相對較復雜，計算量較大，且最終只是將漏電流抑制在[Udc/3～2Udc/3]。文獻［16-17］提出三相四橋臂逆變器系統(tǒng)的共模模型，但額外增加的支路讓整個系統(tǒng)的成本增加，且控制更復雜。文獻［18］提出一種三相四線結(jié)構(gòu)，但該文獻采用的是非線性控制方法，還要對應(yīng)使用特定的調(diào)制，調(diào)制方法復雜且存在局限性。上述文獻通過對電路拓撲進行變換并結(jié)合對應(yīng)的調(diào)制策略或控制方式，達到抑制共模電流的效果。但實際的光伏系統(tǒng)中，電壓的波動范圍較大，單一的升壓型拓撲無法滿足寬范圍應(yīng)用場合。為了解決這個問題，文獻［19］通過將直流斬波Buck-Boost電路與三相橋臂進行結(jié)合，構(gòu)造出一種新型三相電流源Buck-Boost光伏逆變器，采用傳統(tǒng)的正弦波脈寬調(diào)制（sine pulse width modulation，SPWM）即可實現(xiàn)對系統(tǒng)共模電流的抑制，且升降壓范圍基本對稱，但該逆變器直流側(cè)的電感取值較大，導致系統(tǒng)的體積過大，無法適應(yīng)實際應(yīng)用需求。因此，在光伏系統(tǒng)這種寬范圍電壓波動場合，尋求一種具有可升降壓功能和共模電流抑制能力，且不需要大容量電解電容和大電感的非隔離型逆變器拓撲，成為目前光伏逆變器技術(shù)發(fā)展的迫切需求。

本文將Sepic變換器與三相電流源逆變器相結(jié)合，通過構(gòu)建直流旁路，構(gòu)造出一種新型三相Sepic電流源光伏逆變器。該逆變器具備一定的升降壓能力，適用于較寬范圍電壓波動場合；同時采用傳統(tǒng)的正弦波脈寬調(diào)制SPWM策略，即可實現(xiàn)對共模電流的抑制，調(diào)制方式簡單且易于實現(xiàn)。本文首先對其拓撲結(jié)構(gòu)、工作原理進行分析，推導了電路共模電壓表達式，然后建立數(shù)學模型，分析其升降壓能力，最后進行仿真和實驗驗證。

1 逆變器構(gòu)造及工作原理介紹

依據(jù)傳統(tǒng)拓撲的構(gòu)造原理，將Sepic變換器與三相電流源逆變器集成到一起，可得到如圖1所示的逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。由于電流源逆變器對開關(guān)器件單向?qū)щ娦缘囊螅?0］，所以本文采用逆阻型絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）。其調(diào)制方式與傳統(tǒng)三相電流源逆變器略有不同［21］，即零狀態(tài)時，無需再判斷哪個橋臂直通，而是由輔助開關(guān)S7的導通代替?zhèn)鹘y(tǒng)調(diào)制時橋臂直通的狀態(tài)，相比于傳統(tǒng)調(diào)制，調(diào)制更簡單。

圖1中的逆變器可實現(xiàn)升降壓功能，但無法解決非隔離光伏并網(wǎng)逆變器共模電流問題。為解決該問題，在上述電路拓撲的基礎(chǔ)上構(gòu)建直流旁路，并將其無源器件進行對偶設(shè)計。為了減小對光伏最大功率跟蹤性能的影響，在太陽電池和逆變器之間需增加濾波器，新型三相Sepic光伏電流源逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示。

構(gòu)建的直流旁路包括開關(guān)管S8～S9及續(xù)流二極管VD1。開關(guān)管S8～S9同開關(guān)管S7開關(guān)狀態(tài)一致，用于給電感進行儲能，續(xù)流二極管VD1用于給電感能量的釋放提供環(huán)路，增加的直流側(cè)濾波電感為[Lvb1]和[Lvb2]，濾波電容為[Cvb]。開關(guān)管S7～S9的開關(guān)動作切斷了該光伏并網(wǎng)逆變器直流側(cè)與交流側(cè)的電氣連接，可有效抑制系統(tǒng)的共模電流。該逆變器調(diào)制方式與圖1所示電路的調(diào)制方式相同，在此不做贅述。

PV current source inverter

根據(jù)中間電感[L2]電流流向的不同，本文所提出的逆變器有電流單向流動和雙向流動兩種工作模式?？紤]到該逆變器在中間電感[L2]單向流動模式下功率等級更高，器件應(yīng)力較小，因此本文主要針對電感[L2]單向流動模式展開深入分析。

采用傳統(tǒng)正弦脈寬調(diào)制，將一個正弦波周期劃分成Ⅰ～Ⅳ這6個扇區(qū)，每個扇區(qū)工作模式對稱，以下的工作模態(tài)分析均以第Ⅰ扇區(qū)為例進行說明。如圖3所示為電路的3種工作模態(tài)，圖中虛線表示電流流動方向，定義直流側(cè)開關(guān)管S7～S9開通時為電感充電工作模式，剩余的模態(tài)為電感放電工作模式。

工作模態(tài)1：如圖3a所示，S7～S9導通，電源[Udc]對直流側(cè)電感[Ldc1]和[Ldc2]充電，[Ldc1]和[Ldc2]的電流不斷增加；電容[C1、C2]通過另一回路對中間電感[L2]進行充電，使電感[L2]電流也不斷增加，輸出端由電容[Ca、Cb、Cc]的放電產(chǎn)生輸出電流。

工作模態(tài)2：如圖3b所示，S1、S2導通，電感[Ldc1]和[Ldc2]對電容[C1、C2]充電，并與[L2]一起向輸出端提供能量，輸出電流[ib]由電容[Cb、Cc]產(chǎn)生。

工作模態(tài)3：如圖3c所示，S2、S3導通，電感[Ldc1]和[Ldc2]對電容[C1、C2]充電，并與[L2]一起向輸出端提供能量，輸出電流[ia]由電容[Ca、Cc]產(chǎn)生。

綜上可知，電路工作在模態(tài)1時，開關(guān)管S7～S9導通，與Sepic電路開關(guān)開通時情況相似，前端電感處于充電狀態(tài)。而電路在另外兩種模態(tài)下，開關(guān)管S7～S9關(guān)斷，電感[Ldc1、Ldc2]、[L2]通過三相橋臂向輸出端放電，與Sepic電路開關(guān)關(guān)斷時情況相似。

2 共模電流抑制分析

如前所述，本文提出的逆變器結(jié)構(gòu)為電流型逆變器。為了抑制傳統(tǒng)三相電流型逆變器的共模漏電流，可采用三相四橋臂結(jié)構(gòu)［16-17］。三相四橋臂的電流型逆變器，利用第四橋臂完成電感的直通充電過程，切斷了零矢量狀態(tài)下直流側(cè)與交流側(cè)流通回路，維持了共模電壓的恒定，從而實現(xiàn)對共模電流的抑制。實際上，這種直流旁路的結(jié)構(gòu)是抑制共模電流的一種通用方法。需指出的是，這種直流旁路的結(jié)構(gòu)，不論是電流型逆變器還是電壓型逆變器，只在零矢量時起到隔離交、直流回路的作用，在非零矢量狀態(tài)下，交、直流之間還是有流通回路的。換句話說，上述直流旁路的結(jié)構(gòu)中，共模電壓理論上雖恒定，但實際上還是有一定的波動。這主要是因為零矢量狀態(tài)下和非零矢量狀態(tài)下的共模電壓形成方式不同引起的。非零矢量狀態(tài)下的共模電壓是通過各橋臂中點對直流參考地的電壓取和得到的。考慮到半橋中上下兩個器件的疊流或死區(qū)時間以及各器件開關(guān)時間的不對稱，使得這個共模電壓雖保持總體上的恒定，但仍存在一定波動。而零矢量狀態(tài)下，交、直流之間相互隔離，共模電壓是通過開關(guān)器件或者電容的箝位得到的，相對而言更穩(wěn)定。

本文提出的逆變器雖然也利用直流旁路，但與以上提到的直流旁路類結(jié)構(gòu)均不同。文獻［14］中的直流旁路結(jié)構(gòu)，輔助開關(guān)是串聯(lián)在直流母線上的；三相四橋臂逆變器的直流旁路結(jié)構(gòu)，則是與逆變橋并聯(lián)的。本文的直流旁路結(jié)構(gòu)結(jié)合了以上兩種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點，開關(guān)S7與逆變橋并聯(lián)，開關(guān)S8、S9則串聯(lián)在直流母線上，且開關(guān)S7～S9是一致工作的。逆變器輸出電流零矢量狀態(tài)時，3個開關(guān)同時導通，相當于四橋臂逆變器第四橋臂短路的工作狀態(tài)，用以切斷直流輸入與交流輸出之間的流通回路。通過前文對工作模態(tài)的分析可知，本文所提逆變器的S7～S9開關(guān)管與橋臂開關(guān)管始終不會同時開通，所以直流側(cè)N點和交流側(cè)O點之間始終處于隔離狀態(tài)，即逆變器的交流側(cè)和直流側(cè)始終隔離，直流側(cè)和交流側(cè)只存在一個寄生回路，電氣回路被隔離開，從而在根本上抑制了共模電流的產(chǎn)生。本文提出的逆變器雖無變壓器方式的電氣隔離，但可取得隔離型逆變器類似的切斷共?；芈返男Ч?/p>

本文的共模電壓的定義方式與電壓源逆變器一致［22］，定義電流源逆變器中共模電壓為：

[ucm=uAN+uBN+uCN3]""""" （1）

式中：[uAN]、[uBN]和[uCN]——各相橋臂中點A、B和C點對直流輸入側(cè)負端N點的電位差。

根據(jù)電路工作原理，逆變電路在任何開關(guān)狀態(tài)下都處于隔離狀態(tài)，所以不再區(qū)分電感充電和放電兩種工作模式。根據(jù)電路的對偶設(shè)計可確保負載中點電壓[uON]恒定，O點和N點之間的電壓值等于輸入電壓的一半，即：

[uON=Udc2]" （2）

結(jié)合電路可得[uAN、uBN、uCN]分別為：

[uAN=uAO+uON=Udc2+uAOuBN=uBO+uON=Udc2+uBOuCN=uCO+uON=Udc2+uCO]"""" （3）

且有：

[uAO+uBO+uCO=0]"""" （4）

在常規(guī)的電路拓撲中，通常是根據(jù)電路的工作原理去計算出[uAN]、[uBN]和[uCN]的大小，然后再代入式（1）中計算。而本文的逆變電路A、B、C點與N點處于隔離狀態(tài)，所以無法直接通過計算得出，可根據(jù)式（3）得出的相關(guān)關(guān)系式來算出共模電壓。

聯(lián)立式（1）、式（3）、式（4）可得逆變器的共模電壓表達式為：

[ucm=Udc2]"" （5）

由式（5）可得，逆變器的共模電壓恒為輸入電壓值的1/2。

綜上，在每個調(diào)制周期中，逆變器的共模電壓大小恒為輸入電壓的1/2。由此求出本文所提逆變器在不同工作狀態(tài)下的基本矢量及其共模電壓表達式如圖4所示。

three-phase Sepic PV inverter

由圖4可見，該三相Sepic電流源逆變器在任意工作狀態(tài)下，其共模電壓始終保持恒定，幅值為輸入電壓的1/2，因此，系統(tǒng)共模電流可得到有效抑制。

應(yīng)注意到該拓撲雖可有效抑制共模電流，但其輸入電流斷續(xù)，會影響到光伏最大太陽能利用。由于本電路為三相電路，直流母線電流的脈動頻率僅為300 Hz，因此只需在太陽電池與逆變器之間配置簡單的LC濾波器，即可實現(xiàn)輸出電流的連續(xù)，且電感和電容的取值都無需太大。

3 升降壓能力分析

除了具有抑制共模電流的能力，本文提出的逆變器還繼承了Sepic電路的優(yōu)點，可實現(xiàn)升降壓。光伏逆變器的輸入輸出電壓傳輸比與調(diào)制比[m]相關(guān)。為推導計算方便，本節(jié)將電路結(jié)構(gòu)進行簡化，簡化后的單相Sepic等效電路圖如圖5所示。圖5中前級電感[Ldc1、Ldc2]合并為電感[Ldc]，中間電容[C1]、[C2]合并為電容[Cz]，[Cf]為濾波電容，[Lf]為濾波電感，SWX、SWY為逆變器三相橋臂結(jié)構(gòu)中非直通橋臂的上下兩個開關(guān)管開通的情況。

為得到該逆變器電壓傳輸比與調(diào)制比[m]的關(guān)系式，可先根據(jù)簡化后的單相Sepic等效電路，求出輸入輸出電壓增益與占空比[D]的關(guān)系；然后再求出占空比[D]和調(diào)制比[m]之間的關(guān)系；聯(lián)立以上兩步所得關(guān)系式，進而可得到電壓傳輸比與調(diào)制比[m]的關(guān)系。以下分析均以第Ⅰ扇區(qū)為例進行分析推導。

在簡化后的Sepic等效電路中，定義輸入電壓為[Udc]，濾波電容[Cf]兩端的輸出電壓為[Ud1]，開關(guān)管S7～S9占空比為[D]，根據(jù)電感伏秒平衡原理，可得到輸入輸出電壓傳輸比與占空比[D]的關(guān)系為：

[Ud1Udc=D21-D]" （6）

后級橋臂電路中每個扇區(qū)平均占空比相同，設(shè)為[D′]，橋臂部分數(shù)學模型推導根據(jù)文獻［19］以及文獻［23］的相關(guān)公式推導可得：

[D′=3π6012032?m?sin（ωt）d（ωt）=332?π?m] （7）

在扇區(qū)Ⅰ中，式（7）所得為后級橋臂電路開關(guān)管S2的占空比。根據(jù)本電路調(diào)制策略要求，調(diào)制信號S7～S9和S2在第Ⅰ扇區(qū)的占空比之和應(yīng)等于1。

因此，可求得開關(guān)管S7～S9占空比如式（8）所示，其他扇區(qū)占空比的求法與此類似。

[D=1-D′=2π-33m2π]""""" （8）

聯(lián)立可得到電壓傳輸比與調(diào)制比m的關(guān)系如式（9）所示。

[Ud1aUdc=2π-33m22π?33m?4π]"" （9）

由式（9）分析可知，輸出電壓基波幅值[Ud1m]為線電壓，[Ud1m=3Ua=3Ub=3Uc]，進一步化簡得：

[UaUdc=6π2m+89m-83π]" （10）

設(shè)定逆變器的電壓傳輸比為G，根據(jù)式（10）可畫出電壓傳輸比G與調(diào)制比[m]的關(guān)系。如圖6所示，可看出兩者之間是非線性關(guān)系，理論上，在中間電感[L2]電流單向流動模式下，通過控制調(diào)制比[m]，即可實現(xiàn)逆變器輸入輸出電壓增益在0～15.8之間任意調(diào)節(jié)。

采用SPWM調(diào)制，調(diào)制比[m]值可在0～1之間變化。根據(jù)式（10）可得：當[m]值為0.4時，輸入電壓與輸出電壓的幅值相等；當[m]值大于0.4時，輸入電壓高于輸出電壓幅值，逆變器工作在降壓模式；當[m]值小于0.4時，輸入電壓低于輸出電壓幅值，逆變器工作在升壓模式。因此，所提出的三相Sepic電流源逆變器在中間電感[L2]電流單向流動模式下具備升降壓能力。

4 仿真分析

為了驗證所提出的電路拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理分析的正確性，對所提出的三相Sepic電流源逆變器進行仿真研究，主要仿真參數(shù)如下：直流側(cè)儲能電感[Ldc1、Ldc2、L2]取值均為5 mH，直流側(cè)濾波電感[Lvb1]和[Lvb2]取值為4.5 mH，濾波電容[Cvb]取值為90 μF，中間電容[C1、C2]取值均為56 μF，交流側(cè)濾波電感取值均為3 mH，交流側(cè)濾波電容取值均為20 μF，開關(guān)頻率設(shè)為10 kHz。

4.1 獨立運行模式下逆變器升降壓能力仿真分析

逆變器工作于獨立運行模式，設(shè)定交流側(cè)負載電阻為50 Ω。根據(jù)式（10）和圖6的理論分析，調(diào)節(jié)調(diào)制比[m]即可實現(xiàn)逆變器的升降壓。圖7和圖8分別為逆變器工作在升壓和降壓模式下的輸入和輸出電壓波形。

圖7中設(shè)定直流側(cè)輸入電壓[Uin]為80 V，調(diào)制比[m]為0.31，逆變器交流側(cè)輸出電壓幅值為120 V；電壓正弦度良好，總諧波畸變率（total harmonic distortion，THD）為1.21%。交流側(cè)輸出電壓幅值高于輸入側(cè)直流電壓，逆變器工作在升壓模式。圖8中設(shè)定直流側(cè)輸入電壓[Uin]為120 V，調(diào)制比[m]為0.47，逆變器交流側(cè)輸出電壓幅值為80 V；電壓正弦度良好，THD為0.95%。交流側(cè)輸出電壓幅值低于輸入側(cè)直流電壓，逆變器工作在降壓模式。考慮開關(guān)器件管壓降和電感阻抗等影響，仿真結(jié)果與理論分析相符。

4.2 并網(wǎng)運行模式下逆變器共模電流抑制仿真分析

逆變器工作于并網(wǎng)運行模式，逆變器交流側(cè)與電網(wǎng)相連。仿真中，逆變器工作在降壓模式時，直流側(cè)輸入電壓[Uin]為60 V，三相電網(wǎng)電壓峰值設(shè)為40 V。工作在升壓模式時，直流側(cè)輸入電壓[Uin]為40 V，三相電網(wǎng)電壓峰值設(shè)為60 V。同時設(shè)置對地寄生電容為100 nF。圖9和圖10分別為并網(wǎng)降壓和升壓運行條件下，逆變器輸入直流電壓、A相并網(wǎng)電壓與電流的仿真波形。

從圖9和圖10可看出，在并網(wǎng)運行條件下，逆變器輸出并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，電流波形正弦度良好，降壓和升壓THD分別為3.42%和3.81%，滿足并網(wǎng)標準要求。

根據(jù)共模電壓的定義，測得上述并網(wǎng)條件下[uAN、][uBN、][uCN]及定義的共模電壓波形如圖11a所示，對地共模電流如圖11b所示。

由圖11a共模電壓波形可知，共模電壓的平均值保持恒定為30 V，且為直流輸入電壓的一半，與理論分析一致。從圖11b可看出，并網(wǎng)逆變器共模電流抑制效果良好，滿足相關(guān)標準要求。

以上仿真結(jié)果均表明：所提出的三相Sepic電流源逆變器具有良好的升降壓功能，調(diào)制方式簡單且易于實現(xiàn)，對共模電流的抑制效果良好。

5 實驗結(jié)果分析

為進一步驗證所提出的電路拓撲結(jié)構(gòu)及其控制方案的有效性和實用性，設(shè)計并制作實驗樣機，對所提出的三相Sepic電流源逆變器進行實驗研究，實驗所選用的電路元器件參數(shù)與仿真一致。

5.1 獨立運行模式下逆變器升降壓能力實驗分析

逆變器工作于獨立運行模式，首先設(shè)定直流側(cè)輸入電壓[Uin]為80 V，當調(diào)制比[m=0.31]時，逆變器交流側(cè)輸出電壓幅值為120 V，實驗波形圖如圖12a所示。此時逆變器工作在升壓模式，交流電壓正弦度良好，THD為2.07%?？紤]開關(guān)器件管壓降、電感及線路阻抗等影響，實驗結(jié)果與理論分析相符。

設(shè)定直流側(cè)輸入電壓[Uin]為120 V，當調(diào)制比[m=0.47]時，逆變器交流側(cè)輸出電壓幅值為80 V，實驗波形圖如圖12b所示。此時逆變器工作在降壓模式，交流電壓正弦度良好，THD為3.09%。考慮開關(guān)器件管壓降、電感及線路阻抗等影響，實驗結(jié)果與理論分析相符。

從以上實驗結(jié)果分析可知：所提出的三相Sepic電流源逆變器可在輸入直流電壓變化較大的情況下實現(xiàn)升降壓功能，且輸出電壓波形正弦度良好，THD小于5%，滿足相關(guān)性能指標要求。

5.2 并網(wǎng)運行模式下逆變器共模電流抑制實驗分析

逆變器工作于并網(wǎng)運行模式，逆變器交流側(cè)通過三相調(diào)壓器接入交流電網(wǎng)，在逆變器和大地之間接入100 nF的電容，模擬光伏系統(tǒng)中的寄生電容，以便對逆變器的共模電流抑制效果進行實驗研究。

實驗中，首先設(shè)置直流側(cè)輸入電壓[Uin]為40 V，交流側(cè)三相電壓峰值為60 V，電路工作在升壓模式。圖13為并網(wǎng)升壓運行模式下，逆變器輸入直流電壓、A相并網(wǎng)電壓與電流的仿真波形。

然后將輸入直流電壓設(shè)置為60 V，交流側(cè)三相電壓峰值為40 V，電路工作在降壓模式。其他實驗條件不變，圖14為并網(wǎng)降壓運行模式下，逆變器輸入直流電壓、A相并網(wǎng)電壓與電流的仿真波形。

從圖13和圖14可看出，在并網(wǎng)升壓和降壓運行模式下，逆變器輸出并網(wǎng)電流幅值均為2 A，與電網(wǎng)電壓同頻同相，電流波形正弦度良好，諧波含量少，THD分別為4.53%和4.82%，均能滿足相關(guān)并網(wǎng)標準要求。

為進一步驗證逆變器的共模電流抑制效果，在并網(wǎng)降壓運行模式下，測量逆變器共模電壓、共模電流和直流側(cè)電感電流的波形，如圖15所示。

從圖15可看到，共模電壓在30 V上下波動，其值約為輸入電壓的一半，與理論分析相一致；直流側(cè)電感電流維持在3 A；共模電流的有效值為18.3 mA，最大值為188 mA，小于300 mA，能滿足國內(nèi)外相關(guān)標準要求。

以上實驗結(jié)果表明：所提出的三相Sepic電流源逆變器可運行于并網(wǎng)模式，輸出并網(wǎng)電流波形正弦，諧波含量少，THD能滿足并網(wǎng)要求，且共模電流的抑制效果良好。

6 結(jié) 論

本文分析了非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的研究現(xiàn)狀及所面臨的主要技術(shù)挑戰(zhàn)，結(jié)合傳統(tǒng)Sepic電路和電流源逆變器在寬輸入電壓范圍方面的優(yōu)勢，提出一種新型的三相Sepic電流源逆變器，通過構(gòu)建直流旁路，實現(xiàn)了對共模電流的抑制。詳細介紹了該逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理，并對其共模電流抑制效果和升降壓能力進行了推導分析；仿真和實驗結(jié)果均證明了所提出的三相Sepic電流源逆變器及其控制方案的有效性和可行性。所得主要結(jié)論如下：

1）在電路拓撲結(jié)構(gòu)方面，通過構(gòu)建直流旁路和對偶設(shè)置無源器件，使共模電壓始終保持恒定；采用傳統(tǒng)的SPWM調(diào)制方案即可將共模電壓恒定為輸入電壓的1/2，調(diào)制簡單且易于實現(xiàn)；仿真和實驗結(jié)果均表明在并網(wǎng)運行條件下共模電流抑制效果良好，滿足VDE0126-1-1標準；證明了所提出的新型逆變器拓撲具有一定的實際應(yīng)用價值。

2）所提出的逆變器具有一定的升降壓能力，分析和討論了輸入輸出電壓增益與調(diào)制比之間的非線性關(guān)系，通過控制調(diào)制比理論上可實現(xiàn)逆變器輸入輸出電壓增益在0～15.8之間任意調(diào)節(jié)，以滿足不同電壓等級的需求，證明了所提出的新型逆變器可適用于直流電壓范圍變化較大的光伏發(fā)電等場合。

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THREE-PHASE SEPIC-TYPE CURRENT SOURCE INVERTER THAT CAN SUPPRESS COMMON MODE CURRENT

Zhang Di，Wang Penglei，Wang Liqiao，Zhu Wentong

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province， Yanshan University， Qinhuangdao 066004， China）

Abstract：In this paper， a novel three-phase current source inverter with single-stage Buck-Boost function is proposed by combining Sepic circuit with traditional current source inverter， and the common mode current of the inverter is suppressed by constructing the DC-bypass. The proposed inverter topology has the advantages of the ability to realize boosting and bucking， simple and easy to implement modulation， which can be applied to the occasions where the DC voltage range changes greatly like photovoltaic power generation. This paper firstly introduces the circuit topology and working principle of the three-phase Sepic-type current source inverter. Secondly， the expression of the common mode voltage of the inverter at any switching time is deduced， and its common mode current suppression effect is analyzed. Thirdly， the equivalent circuit diagram and mathematical model of the inverter are established， and the Bbuck-Boost capability of the inverter is analyzed in detail. Finally， the effectiveness and feasibility of the proposed three-phase Sepic-type current source inverter and its control scheme are proved by simulations and experiments.

Keywords：photovoltaic power generation； inverters； leakage currents； three-phase current source inverter； Sepic converter