蔡 俊，李佳林

(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南 232001)

目前的芯片市場中，大多數(shù)血氧檢測芯片采用近紅外光譜吸收法進(jìn)行血氧測量。血氧檢測芯片的工作流程是利用傳感器將捕捉到的光信號轉(zhuǎn)化成易于處理的電信號，然后進(jìn)行一系列的數(shù)據(jù)處理，得到血氧濃度。但是此過程存在著不可避免的誤差，該誤差主要來自光學(xué)檢測，ADC的精度和電源電壓的波動等非理想因素。對于芯片內(nèi)部而言，采用高電源抑制比的LDO做其他模塊的電源可減小來自電源的誤差，提升系統(tǒng)可靠性和抗干擾能力[1-3]。

本文設(shè)計的LDO具有寬輸入輸出范圍，高電源抑制比，全負(fù)載范圍內(nèi)輸出穩(wěn)定的特點，采用改進(jìn)的零極點追蹤補(bǔ)償和電容反饋補(bǔ)償?shù)姆椒ㄌ嵘€(wěn)定性，采用PSRR增強(qiáng)結(jié)構(gòu)提升電路的紋波抑制能力。

1 LDO原理分析

傳統(tǒng)的LDO的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由誤差放大器，功率管Mpow，反饋網(wǎng)絡(luò)和基準(zhǔn)電壓Vref組成。

圖1 傳統(tǒng)的LDO電路結(jié)構(gòu)圖

在正常工作且環(huán)路增益足夠大時，Vfb端的電壓被放大器箝位到基準(zhǔn)電壓Vref，反饋電阻上的電流，就由I=Vref/R2確定，而輸出端電壓Vout如式(1)所示。

Vout=Vref×(R1+R2)/R2

(1)

可以通過調(diào)節(jié)R1和R2的阻值來確定輸出電壓和該支路的靜態(tài)功耗。

當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時，LDO可以做出相應(yīng)的調(diào)節(jié)。例如，當(dāng)負(fù)載電流增加時導(dǎo)致輸出電壓上升時，反饋回去的Vfb電壓上升至高于Vref，此時誤差放大器輸出電壓也會增加，調(diào)整管的輸出電流減小，以此降低輸出電壓，達(dá)到動態(tài)調(diào)整的作用。負(fù)載減小的情況與此過程相反。

2 常見結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性分析

傳統(tǒng)的LDO開環(huán)簡化結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 傳統(tǒng)LDO的開環(huán)簡化結(jié)構(gòu)圖

系統(tǒng)的零極點的位置決定了LDO的相位裕度，也決定著LDO的穩(wěn)定性。在傳統(tǒng)的LDO中，為了較好的瞬態(tài)響應(yīng)而在輸出端接大電容，主極點位于LDO的輸出端。為了方便分析，這里稱輸出極點為P2，誤差放大器輸出極點稱為P1，總的來說，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)如式(2)所示。

(2)

其中，gm1，gm2為第一級放大器和Mpow功率管的跨導(dǎo)，R1，R2為第一級放大器的輸出阻抗，和Mpow功率管的輸出阻抗，C1，C2為第一級和輸出端的等效輸出電容。其中，極點P1，P2和左半平面零點Z的表達(dá)式如式(3)、式(4)、式(5)所示。

(3)

(4)

(5)

傳統(tǒng)的LDO通過一些補(bǔ)償技術(shù)去調(diào)整零極點的分布，讓帶寬內(nèi)只存在一個極點。例如，通過增加緩沖器的方法使誤差放大器與大功率管之間的低頻極點變成了兩個高頻極點，或者利用陶瓷電容的寄生電阻產(chǎn)生一個零點去補(bǔ)償次級點，達(dá)到提升相位裕度的目的。

3 本文的LDO結(jié)構(gòu)

本文的LDO結(jié)構(gòu)如圖3所示，主要由偏置電路、誤差放大器、調(diào)整管、零極點追蹤補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和反饋網(wǎng)絡(luò)組成。誤差放大器采用以NMOS管為輸入的折疊共源共柵結(jié)構(gòu)，提高增益的同時也可以抑制電源紋波。第二級采用PSRR增強(qiáng)電路來改善中低頻段的PSRR。電阻RN用來保證在空載時，電路仍能驅(qū)動Mpow功率管，使輸出電壓正常。

賽前，省聯(lián)社黨委副書記殷青作了熱情洋溢的致辭。經(jīng)過激烈角逐，最終昆明代表隊榮獲一等獎，科技結(jié)算中心代表隊、曲靖代表隊、文山代表隊榮獲二等獎，玉溪代表隊、楚雄代表隊、保山代表隊、昭通代表隊、臨滄代表隊榮獲三等獎，版納、德宏、大理、麗江、怒江、普洱、紅河、迪慶、省聯(lián)社機(jī)關(guān)獲優(yōu)秀組織獎。

圖3 本文的LDO結(jié)構(gòu)圖

為了提高電源抑制比和環(huán)路增益，本文采用NMOS器件做差分輸入管的折疊式Cascode結(jié)構(gòu)運放，該結(jié)構(gòu)下差分對管漏極電壓較高，溝道長度調(diào)制效應(yīng)會對MOS管的參數(shù)產(chǎn)生一定的影響，所以差分對管的溝道長度不能太小。為了避免Cascode輸出阻抗過大影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，同時提升對后級電路的驅(qū)動能力，設(shè)計時，讓Cascode兩條支路消耗4μA電流，而差分對管消耗2μA電流。這樣，根據(jù)飽和區(qū)電流公式(6)可以算出差分對管寬長比約為5:1。

(6)

其中，μn為電子遷移率，Cox為氧化層電容，W和L分別為柵寬和柵長，VGS為柵源電壓，VTH為閾值電壓，λ為溝道長度調(diào)制系數(shù)，VDS為漏源電壓。

調(diào)整管Mpow的尺寸決定了LDO的壓差與輸出能力，尺寸越大，輸出電流的能力越強(qiáng)，同時壓差越小，但是卻消耗了更大的面積，增加成本，因此需要在面積與性能方面折中。對于本應(yīng)用來說，輸出電流最大可達(dá)300mA，壓差在正常情況下為400mV，所以由式(6)可知，寬長比約為44000:1。實際設(shè)計時調(diào)整管的寬長比會略大于計算值，可以避免在重載時，PVT下出現(xiàn)MOS管進(jìn)入線性區(qū)的情況發(fā)生。

3.1 環(huán)路穩(wěn)定性

穩(wěn)定性是LDO的一個極其重要的指標(biāo)，是LDO正常工作的前提，目前有很多提升穩(wěn)定性的技術(shù)。作者Chava. C.K采用VCCS補(bǔ)償，產(chǎn)生一個用于替代ESR零點的零點，并消除了極點WP2所帶來的影響，但是該補(bǔ)償需要額外的電流支路去調(diào)節(jié)零點位置，會產(chǎn)生額外的功耗[4]。作者Kwork. K.C采用零極點追蹤補(bǔ)償，用工作在線性區(qū)的MOS管替代產(chǎn)生零點所用的電阻，利用輸出負(fù)載的變化改變MOS管導(dǎo)通電阻的阻值，達(dá)到零點跟隨極點的效果，但是，此技術(shù)零點可移動的范圍受輸出影響較大，很難在0-300mA負(fù)載范圍內(nèi)有效的追蹤極點[5]。作者Stanescu. C.D的零極點追蹤補(bǔ)償，相比較Kwork. K.C的來說，增加了一路隨負(fù)載變化的電流去控制工作在線性區(qū)MOS管的電阻，使得零點可移動范圍更廣泛，但是該補(bǔ)償對輕載狀態(tài)下零點的控制能力減弱，零點在部分corner下變化得很劇烈，很難達(dá)到全負(fù)載穩(wěn)定[6]。

針對這些問題，本文采用零極點追蹤補(bǔ)償和電容反饋補(bǔ)償?shù)姆椒?，既沒有消耗額外功耗，又能在300mA負(fù)載范圍內(nèi)保證系統(tǒng)穩(wěn)定。由于設(shè)計的LDO為三級結(jié)構(gòu)，第一級放大器為折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，輸出阻抗較大，另外輸出端外接1μF的陶瓷電容，主極點會跟隨負(fù)載的變化發(fā)生改變，零極點分布比較復(fù)雜，所以不適合使用米勒補(bǔ)償[7]。零極點追蹤補(bǔ)償可以隨負(fù)載變化改變追蹤極點的位置，并與電容反饋補(bǔ)償產(chǎn)生的零點一起作用，能夠使系統(tǒng)在全負(fù)載范圍內(nèi)穩(wěn)定。

零極點追蹤補(bǔ)償電路的原理：當(dāng)負(fù)載電流增加時，輸出極點也會增大，此時MOS管M7柵極電壓減小，使線性區(qū)的MOS管M9，M10，M11的導(dǎo)通電阻減小，補(bǔ)償零點也會隨著增大，達(dá)到零點補(bǔ)償極點的效果。工作在線性區(qū)的導(dǎo)通電阻阻值由式(7)決定。

(7)

由式(7)可知，導(dǎo)通電阻Ron會跟隨MOS管的柵源電壓而變化，因此，補(bǔ)償零點也會跟隨輸出極點發(fā)生相同趨勢的移動，從而達(dá)到零點補(bǔ)償極點的效果。

圖4 簡化后的LDO環(huán)路與補(bǔ)償電路圖

其中R1表示工作在線性區(qū)M9，M10和M11的等效可變電阻。Ro1為從第一級放大器輸出端對地的等效阻抗，也就是折疊式共源共柵的輸出阻抗，在畫出小信號模型之后，可以很容易計算出來該阻抗約等于(gm4ro4ro3//gm5ro5ro6)，這里不作詳細(xì)推導(dǎo)。第一級放大器與大功率管之間用作增強(qiáng)PSRR的共源極結(jié)構(gòu)，隔離了具有大輸出阻抗的共源共柵輸出級和具有大的輸入電容的調(diào)整管，起到了緩沖器的作用。

由于誤差放大器輸出極點WA也會隨著輸出負(fù)載電流的增大而提高，與輸出極點具有相反的變化趨勢。這會導(dǎo)致在負(fù)載電流從小至大變化的過程中，主極點發(fā)生改變，在兩個極點相互靠近的時候，相位裕度會驟降。為了改善這種情況，額外采用電容反饋補(bǔ)償?shù)姆椒ㄒ胍粋€固定零點去優(yōu)化誤差放大器的輸出極點變化所帶來的相位裕度不足的問題。在添加補(bǔ)償電路之后，在Vfb點斷開環(huán)路，系統(tǒng)的環(huán)路的傳遞函數(shù)如式(8)所示。

(8)

其中，M為gm1gm7gmpRO1RMro7，A為RMCLCgsro7+gmpro7RMResrCLCgd，B為RMCL(1+gm8ro7)+gmpRMCgdro7，C為1+gm8ro7。M、A和B中的RM為輸出端的等效阻抗，具體值為RL//(Rf1+Rf2)//rop。由于Resr只有幾十毫歐，所以ResrCL<

而CgsCgd<

(9)

從式(9)中我們可以得兩個零點和四個極點，具體位置如表1所示。

表1 系統(tǒng)零極點分布表

本文中，外接1μF的負(fù)載電容與其寄生電阻產(chǎn)生的零點(以下簡稱WZESR)在300mA電流負(fù)載的條件下，位于遠(yuǎn)離增益帶寬3倍以上的頻率處，不影響穩(wěn)定性。WP4為調(diào)整管Mpow的柵極節(jié)點的極點，由于功率管寄生電容Cgs只有幾十皮法，且第二級的輸出阻抗也很小，所以該極點位于高頻處，對相位裕度也沒有影響。WP2為采用電容反饋補(bǔ)償而額外產(chǎn)生的極點，該極點在輕載時遠(yuǎn)離單位增益帶寬GBW，中載和重載時，大致處于WZ2的3倍處，如圖5所示，重載情況下，雖然WP2也處在單位增益帶寬內(nèi)，但是該極點可以防止由兩個零點造成相位裕度過高的情況出現(xiàn)。所以對該系統(tǒng)影響較大的零極點為WP1，WP3，WZ1以及由電容反饋補(bǔ)償產(chǎn)生的零極點對WZ2和WP2。

圖5 重載時環(huán)路零極點分布

輕載時，主極點位于低頻處，單位增益帶寬減小，此時零點WZESR與極點WP2對相位裕度沒有影響，單位增益帶寬內(nèi)主要有WP1，WP3和WZ1。零極點分布如圖6所示。有以上分析可知，通過設(shè)定合適的參數(shù)，確定零極點的位置，可滿足全負(fù)載范圍內(nèi)的穩(wěn)定。

圖6 輕載時環(huán)路零極點分布

3.2 電源抑制比

對LDO來說，電路抑制紋波的能力是其另外一個重要的指標(biāo)，提升PSRR也是目前LDO的一個研究熱點。作者Wu. F采用預(yù)穩(wěn)壓電路產(chǎn)生二次電壓的方法隔離電源電壓，來提升PSRR，但該結(jié)構(gòu)受工藝影響較大，次級電壓可能會產(chǎn)生一定誤差，且需要額外的支路，增加功率消耗[8]。作者El-Nozahi. M和Guo. T中的核心思想是采用前饋紋波消除技術(shù)，通過引入前饋放大器和加法器將電源紋波引入調(diào)整管柵極來減小PSRR，這極大地增加了電路的設(shè)計復(fù)雜度，增加了功耗[9-10]。作者Lim. Y采用改進(jìn)的自適應(yīng)電源噪聲消除技術(shù)(ASRC)，通過將電源紋波引入調(diào)整管體端，使最終的輸出電流幾乎不受紋波影響，大大提升了中高頻段的PSRR，但本應(yīng)用更加關(guān)注中低頻段的PSRR，且此技術(shù)更適合無片外電容的LDO[11]。本文采用的PSRR增強(qiáng)電路，結(jié)構(gòu)簡單，能夠有效地提升中低頻段的電源抑制比。

擁有高電源抑制比的LDO可以降低電源紋波對后級負(fù)載或者電路的干擾，增強(qiáng)電路的可靠性與穩(wěn)定性，提升系統(tǒng)的抗干擾能力。對于本文的LDO來說，輸出紋波主要由圖7所示的幾個路徑產(chǎn)生。

圖7 電源紋波傳輸路徑

路徑(1)：誤差放大器本身的電源抑制是有限的，該部分輸出的紋波經(jīng)過后續(xù)放大器的放大，最終輸出。誤差放大器輸出紋波的值低頻下與其直流增益成反比。傳遞函數(shù)近似如式(10)所示。

(10)

其中，Ro2為第二級放大器的輸出阻抗，Rd為從M5漏極看進(jìn)去的等效阻抗，CL為輸出端的負(fù)載電容，大小為1μF，gmx為各個MOS管的跨導(dǎo)，Rout為輸出端的等效電阻，這里用R1代替了可跟隨輸出負(fù)載變化的用于補(bǔ)償?shù)腗OS管等效電阻。Cgs為Mpow管的柵源寄生電容，大約幾十皮法，而CM只有幾百飛法，為了便于分析，這里忽略不計。

從該傳輸函數(shù)中可以看出，在低頻段時，主要是環(huán)路直流增益影響PSRR。在中頻段，主要是系統(tǒng)的主極點位置，也就是3dB頻率點和誤差放大器輸出端的零點位置影響該路徑的PSRR。在高頻段，該傳遞函數(shù)趨近于0，其主要原因是處于高頻時，電源紋波會通過誤差放大器傳輸?shù)降?，對PSRR無影響。

對于路徑(2)時，采用PSRR增強(qiáng)電路來抑制電源紋波。由于使用折疊式Cascode結(jié)構(gòu)的誤差放大器增益很高，所以由路徑(1)傳輸至NMOS管M7柵極的電源紋波可忽略不計，因此從路徑(2)到輸出端的電源紋波就主要取決于PSRR增強(qiáng)電路的增益。由于本應(yīng)用更加注重提升中低頻段的PSRR，為了便于分析，這里忽略了調(diào)整管的寄生參數(shù)，傳輸函數(shù)近似如式(11)所示。

(11)

其中，RL為輸出負(fù)載，CL為負(fù)載電容，rds為調(diào)整管導(dǎo)通阻抗。從傳遞函數(shù)可以看出，在中低頻段，電源抑制比主要與PSRR增強(qiáng)電路的增益成正比，與調(diào)整管的跨導(dǎo)成反比。由于這里忽略了Mpow管的寄生參數(shù)，但Mpow管的柵源，柵漏寄生電容會引入新的零極點，這導(dǎo)致傳遞函數(shù)在高頻段內(nèi)存在誤差，但本應(yīng)用更關(guān)注中低頻段的PSRR，該寄生零極點并不影響該頻段的分析。

只考慮路徑(3)時，由于調(diào)整管柵端電壓不變，電源上的紋波會直接耦合到輸出端，這是紋波的主要傳輸路徑。Mpow管子的導(dǎo)通電阻rds受工藝的影響，是有限的，電源紋波會通過有限的導(dǎo)通電阻傳輸?shù)捷敵龆?。傳遞函數(shù)應(yīng)如式(12)所示。

(12)

其中RO1是誤差放大器的輸出阻抗，gmp是調(diào)整管的跨導(dǎo)，Co1和Co2為第一級輸出端和第二級輸出端的對地電容。由式(12)可看出在低頻時，頻率趨近于0，此時PSRR與環(huán)路增益成正比。在高頻時，可近似頻率趨近于無窮大，此時該路徑的輸出紋波主要取決于Mpow的本征增益，與器件工藝和MOS管尺寸相關(guān)。

總的來說，來自電源的紋波，在低頻段，可以通過增大環(huán)路的直流增益來抑制。在中頻段，也就是3dB帶寬處到增益帶寬點之間的頻段內(nèi)，紋波抑制能力會因為環(huán)路增益下降而迅速降低，對于此種情況我們可以增加環(huán)路帶寬，調(diào)整極點的位置來提升紋波抑制能力。由于本文重點設(shè)計中低頻段的電源抑制性能，對于高頻段并沒有著重考慮，在書寫傳遞函數(shù)時，使用了近似模型，因此高頻段的電源抑制分析存在誤差，但這并不影響中低頻段的PSRR分析。另外，這里需要注意的是，本文中使用的補(bǔ)償結(jié)構(gòu)對于不同負(fù)載來說，主極點會發(fā)生變化，比如小電流負(fù)載時，主極點處于輸出端，大電流負(fù)載時，主極點處于折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)輸出端，因此，可根據(jù)不同的指標(biāo)要求來對零極點位置進(jìn)行調(diào)整，從而改善系統(tǒng)的紋波抑制能力。

4 仿真結(jié)果驗證

本設(shè)計采用SMIC18BCD CMOS工藝器件模型，在Cadence EDA工具環(huán)境中設(shè)計和實現(xiàn)。電路采用spectre仿真工具進(jìn)行了驗證，以下對電路仿真結(jié)果進(jìn)行分析。

4.1 環(huán)路穩(wěn)定性

輸入電壓5V，25℃，tt_corner的仿真條件下，不同負(fù)載電流的情況下，仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 不同負(fù)載電流下的波特圖

負(fù)載電流從3μA增大到30mA時，此時主極點位于輸出端，而隨著負(fù)載電流的增加，主極點會逐漸向外部移動；當(dāng)負(fù)載電流超過30mA以后，輸出極點繼續(xù)向外移動，而誤差放大器輸出端的極點同時一直緩慢向內(nèi)部移動，在30mA時，輸出極點超過誤差放大器輸出極點，此時誤差放大器的輸出極點成為主極點，系統(tǒng)的帶寬也相應(yīng)減小，這一點可從波特圖中看出，也與前文的穩(wěn)定性分析相一致。相位裕度最差的情況出現(xiàn)在輸出負(fù)載電流等于30mA時，因為此時，主極點和次級點相遇，造成相位曲線下降幅度增大，這一點與前文的分析相一致，本設(shè)計此時相位裕度大約為58度，滿足穩(wěn)定性的需求。

4.2 電源抑制比

在5V輸入電壓，25℃，tt_corner情況下，負(fù)載電流為10mA時，仿真結(jié)果如圖9所示。從圖9中可以看出，在低頻段，PSRR可達(dá)到94dB；在1KHz頻率處，PSRR可達(dá)到93dB；在10KHz頻率處，PSRR為79dB。

圖9 10mA負(fù)載電流下的PSRR曲線

在5V輸入電壓，25℃，不同corner下的PSRR曲線如圖10所示。

圖10 不同corner下的PSRR的曲線

4.3 瞬態(tài)響應(yīng)

在5V輸入電壓，25℃，tt_corner的條件下,當(dāng)負(fù)載電流從1μA跳變到300mA的時候，瞬態(tài)響應(yīng)如圖11所示。

圖11 瞬態(tài)負(fù)載

由圖11可看出，在發(fā)生大的負(fù)載跳變的情況下，輸出電壓產(chǎn)生了48mV左右的過沖，并在12μs內(nèi)恢復(fù)到3.3V左右，只有1.4mV左右的誤差。

在PVT下，瞬態(tài)響應(yīng)如圖12所示。過沖電壓最大達(dá)到80mV，恢復(fù)時間在20μs以內(nèi)，輸出電壓的誤差精度小于1%，滿足設(shè)計指標(biāo)。

圖12 PVT負(fù)載瞬態(tài)

仿真得到各項指標(biāo)，輸入電壓在3.7～6V之間，可穩(wěn)定輸出3.3V，最大可以驅(qū)動300mA負(fù)載，靜態(tài)功耗只有25uA。在10mA負(fù)載電流條件下，低頻段PSRR可達(dá)93dB，當(dāng)負(fù)載從1uA到300mA跳變時，輸出電壓最大只有80mV的過沖，具體指標(biāo)見表2。

表2 LDO仿真結(jié)果

5 結(jié)論

本文設(shè)計了一款靜態(tài)功耗25μA的高PSRR低壓差線性穩(wěn)壓器。輸入電壓在3.7～6V之間時，穩(wěn)定輸出3.3V電壓，負(fù)載電流可達(dá)300mA。LDO采用可控零極點追蹤補(bǔ)償和電容反饋補(bǔ)償保證全負(fù)載穩(wěn)定。為了減小電源紋波帶來的誤差，提高LDO的精度，增強(qiáng)各個模塊的抗干擾能力，采用了PSRR增強(qiáng)技術(shù)，在10mA負(fù)載電流和不同corner的工藝條件下，1KHz頻率處可達(dá)81dB，10KHz處可達(dá)74dB。在負(fù)載從空載跳變到滿載300mA時，輸出電壓最大有80mV的跳變，且在20μs內(nèi)恢復(fù)。

本設(shè)計目前存在的問題主要是不同的負(fù)載條件下環(huán)路增益會變化，零極點位置也不同，因此電源紋波的抑制能力會受到負(fù)載影響，但是目前已有相關(guān)技術(shù)解決了這一問題。