黃曉義，劉天天，趙一澤，俞躍輝，程新紅

(1.中國科學(xué)院 上海微系統(tǒng)與信息技術(shù)研究所 信息與功能材料重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 200050；2.中國科學(xué)院大學(xué) 材料科學(xué)與光電工程中心，北京 100049)

0 引 言

隨著工業(yè)電子領(lǐng)域?qū)τ陔娮釉O(shè)備性能要求的不斷提升，隔離型柵極驅(qū)動(dòng)芯片正朝小體積、低功耗、速度快等方向快速發(fā)展，電感隔離和電容隔離在高頻高壓的應(yīng)用場(chǎng)合中逐步取代光耦隔離和高壓電平移位隔離[1]。電感隔離利用電磁耦合原理傳遞磁信號(hào)[2]，缺點(diǎn)是片上電感占用面積大、抗電磁干擾能力較弱。電容隔離利用耐壓電容耦合信號(hào)，因具有傳輸延時(shí)短、耐壓電壓等級(jí)高、抗電磁干擾能力強(qiáng)等特點(diǎn)被廣泛采用。國外的柵極驅(qū)動(dòng)芯片供應(yīng)商以ADI(Analog Device Instruments)、TI(Texas Instruments)、Silicon Labs為代表，其中，TI主推電容隔離式柵極驅(qū)動(dòng)芯片，產(chǎn)品以高耐壓、壽命長、抗干擾能力強(qiáng)著稱[3]。國內(nèi)對(duì)于柵極驅(qū)動(dòng)芯片的研究起步較晚，相比國外無論在研究和商業(yè)產(chǎn)品上都有一定的差距。

本文設(shè)計(jì)了一種電容隔離式的柵極驅(qū)動(dòng)電路，具有低傳輸延時(shí)、高共模瞬態(tài)抑制能力(common mode transient immunity,CMTI)、寬工作溫度范圍等優(yōu)點(diǎn)，適合用于驅(qū)動(dòng)應(yīng)用于高頻高壓領(lǐng)域的絕緣柵雙極晶體管(IGBT)和SiC金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)功率器件。

1 整體架構(gòu)與信號(hào)傳輸

1.1 柵極驅(qū)動(dòng)電路整體架構(gòu)

基于電容隔離設(shè)計(jì)了一種柵極驅(qū)動(dòng)電路，整體架構(gòu)如圖1所示，主要包括調(diào)制器(modulator)、振蕩器(oscillator)、預(yù)放大器(pre-amp)、解調(diào)器(demodulator)等。

圖1 電容隔離式柵極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)架構(gòu)

1.2 信號(hào)調(diào)制方式

目前普遍使用的信號(hào)調(diào)制方式有脈沖調(diào)制和開關(guān)鍵控(on-off keying,OOK)調(diào)制，鑒于電路設(shè)計(jì)復(fù)雜度和對(duì)抗噪聲性能的考慮，本文采用OOK調(diào)制進(jìn)行信號(hào)傳輸，此調(diào)制方式具有中等的靜態(tài)功耗，抗干擾能力極強(qiáng)[4]。

2 關(guān)鍵模塊設(shè)計(jì)

2.1 振蕩器

振蕩器(oscillator)模塊為柵極驅(qū)動(dòng)電路提供OOK調(diào)制所需的載波信號(hào)。根據(jù)隔離電容大小以及高壓側(cè)輸入電阻值，設(shè)定振蕩器的頻率為550 MHz，結(jié)構(gòu)采用環(huán)形振蕩器。不加任何補(bǔ)償和改進(jìn)措施的環(huán)形振蕩器頻率隨工藝和溫度的偏差很大[5]，文獻(xiàn)[6～8]中提出了針對(duì)環(huán)形振蕩器頻率誤差的補(bǔ)償改進(jìn)措施。本文采取電流匱乏型環(huán)形壓控振蕩器結(jié)構(gòu)并設(shè)計(jì)了溫度補(bǔ)償措施，在-40～125 ℃溫度范圍內(nèi)振蕩頻率誤差小于±2.5 %。

2.2 預(yù)放大器

由于信號(hào)經(jīng)過隔離電容傳輸后會(huì)有較大幅度的衰減，預(yù)放大器作為高壓側(cè)接收的第一級(jí)電路需對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行放大。預(yù)放大器對(duì)增益的要求不高，但是需要較大帶寬；同時(shí)放大后為后續(xù)解調(diào)模塊提供全差分信號(hào)，本文設(shè)計(jì)中預(yù)放大器采用3級(jí)級(jí)聯(lián)的開環(huán)運(yùn)放結(jié)構(gòu)。預(yù)放大器結(jié)構(gòu)參考寬帶放大器設(shè)計(jì)思路[9～11]，電路原理如圖2，每一級(jí)均為帶有源電感負(fù)載的共源級(jí)差分放大結(jié)構(gòu)。為增強(qiáng)柵極驅(qū)動(dòng)電路高壓側(cè)信號(hào)接收模塊的抗噪聲干擾能力，本文設(shè)計(jì)的預(yù)放大器需具備較大帶寬以放大高頻信號(hào)，同時(shí)對(duì)除了高頻載波頻段以外的信號(hào)進(jìn)行抑制。OOK調(diào)制中的高頻載波為550 MHz，因此，利用有源電感負(fù)載將預(yù)放大器的放大能力尖峰設(shè)置在此頻率附近。

圖2 預(yù)放大器電路原理

圖3給出了有源電感負(fù)載的電路原理及小信號(hào)等效模型，分析有源電感負(fù)載的原理與設(shè)計(jì)過程。圖3(a)中RIN是從M1管漏端看進(jìn)去的等效阻抗，RG為跨接在柵、漏兩端的電阻，CGS為柵—源電容，CDS為漏—源電容。

圖3 有源電感負(fù)載

通過小信號(hào)等效模型推導(dǎo)RIN零極點(diǎn)位置和表達(dá)式為

ωZ=1/RGCGS,ωP,A=gm/CGS,ωP,B=1/RGCDS

(1)

(2)

得到有源電感負(fù)載等效阻抗的頻率特性曲線如圖4。

圖4 輸入電阻隨頻率變化曲線

預(yù)放大器的第3級(jí)結(jié)構(gòu)與前2級(jí)有所不同，目的是利用不同的柵極電阻RG產(chǎn)生2組放大幅值不同的差分信號(hào)，以備后續(xù)解調(diào)。預(yù)放大器的幅頻特性仿真曲線如圖5，利用不同的柵極電阻RG產(chǎn)生了放大倍數(shù)的差異且兩條增益曲線均在載波頻率550 MHz存在放大能力的尖峰。

圖5 預(yù)放大器仿真波形

2.3 解調(diào)器

圖6是一種傳統(tǒng)的包絡(luò)檢波解調(diào)器結(jié)構(gòu)[12]，Vin+和Vin-為經(jīng)過預(yù)放大器放大后的差分信號(hào)，通過M1，M2交替導(dǎo)通對(duì)電容CL充電，電流源給電容CL提供電荷泄放路徑，并提供穩(wěn)定的直流電平。

圖6 傳統(tǒng)包絡(luò)檢測(cè)電路

Vint為一饅頭波形狀信號(hào)，與判決閾值Vth比較后整形為方波。圖7描述了信號(hào)解調(diào)過程中脈沖寬度失真的產(chǎn)生原理，當(dāng)判決閾值Vth或信號(hào)Vint直流電平由于工藝角和溫度的影響產(chǎn)生了相對(duì)位置的變化，導(dǎo)致解調(diào)后信號(hào)的脈沖寬度從T1變化至T2，相較于原先的控制信號(hào)VPWM產(chǎn)生了脈沖寬度的偏差。

圖7 傳統(tǒng)包絡(luò)解調(diào)引起的脈沖寬度失真

圖8為本文提出的改進(jìn)型解調(diào)方案，分別對(duì)2組差分信號(hào)進(jìn)行包絡(luò)檢測(cè)，以其中一組解調(diào)產(chǎn)生的饅頭波信號(hào)作為判決閾值替代傳統(tǒng)的檢測(cè)模式。預(yù)放大器在最后一級(jí)產(chǎn)生了2組不同幅值的全差分信號(hào)，將2組信號(hào)A1，A2，B1，B2分別進(jìn)行解調(diào)得到2個(gè)最大幅值不同的饅頭波信號(hào)V1，V2，電阻R用來產(chǎn)生V1與V2兩信號(hào)的直流電平差值。

圖8 本文提出的包絡(luò)檢測(cè)架構(gòu)

改進(jìn)型包絡(luò)解調(diào)的工作波形如圖9所示，此方案中2個(gè)波形V1，V2隨工藝和溫度的幅值偏移是同方向的，因此可以減小引起的脈寬失真，將其輸入到比較器中即可還原控制信號(hào)。

圖9 提出的包絡(luò)檢測(cè)方案波形示意

此外，改進(jìn)型包絡(luò)解調(diào)結(jié)構(gòu)無須設(shè)計(jì)判決閾值電壓Vth，減輕電路設(shè)計(jì)復(fù)雜度。在不同工藝角和溫度的55個(gè)組合下對(duì)2種解調(diào)結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真對(duì)比，結(jié)果如圖10所示。將脈沖寬度失真按照2 ns劃分成5個(gè)區(qū)間段，橫坐標(biāo)代表脈沖寬度失真，縱坐標(biāo)代表每一區(qū)間段的占比，仿真結(jié)果表明，改進(jìn)型包絡(luò)解調(diào)結(jié)構(gòu)可整體降低脈沖寬度失真。

圖10 不同工藝角下脈寬失真對(duì)比

3 版圖與整體后仿真結(jié)果

基于X-FAB 0.35 μm工藝，繪制柵極驅(qū)動(dòng)電路版圖，進(jìn)行后仿真驗(yàn)證，結(jié)果匯總?cè)绫?。

表1 后仿真主要性能參數(shù)

為驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)的柵極驅(qū)動(dòng)電路的實(shí)用性，在Cadence中搭建雙脈沖測(cè)試仿真電路，仿真使用的SiC MOSFET模型為Rohm公司的1 200 V/55A的SCT3040KR。輸入驅(qū)動(dòng)信號(hào)為1 MHz，占空比50 %的方波信號(hào)，仿真結(jié)果如圖11。

圖11 雙脈沖仿真開關(guān)波形

功率器件柵—源電壓VGS即柵極驅(qū)動(dòng)電路輸出低電平為-5 V，高電平為20 V；米勒平臺(tái)時(shí)長約為80 ns；漏—源電壓VDS浮動(dòng)于母線電壓600 V與地之間，SiC MOSFET的開通關(guān)斷時(shí)間均小于0.1 μs；電流IDS可正常完成續(xù)流。

4 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種電容隔離式柵極驅(qū)動(dòng)電路，進(jìn)行了版圖繪制以及后仿真驗(yàn)證。驅(qū)動(dòng)電路具有傳輸延時(shí)低、共模瞬態(tài)抑制能力強(qiáng)等特點(diǎn)，可驅(qū)動(dòng)應(yīng)用于高頻高壓領(lǐng)域的IGBT和SiC MOSFET功率器件。