王志新， 夏瀟， 龔春陽(yáng)， 包俊， 朱國(guó)忠

(1.上海交通大學(xué) 電氣工程系,上海 200240； 2.上海電力大學(xué) 電氣工程學(xué)院,上海 200090；3.上海禧龍科技股份有限公司,上海 201517； 4.上海正泰電源系統(tǒng)有限公司,上海 200210)

0 引 言

諧振型變換器具有優(yōu)良的軟開關(guān)特性、高功率密度和高抗電磁干擾性能,自20世紀(jì)末以來(lái)受到了廣泛關(guān)注。但是,其輕載時(shí)效率低、參數(shù)化設(shè)計(jì)難度大等不足制約了其廣泛應(yīng)用[1-4]。

LLCLC諧振變換器具有諧振變換器的特點(diǎn)以及脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)變換器的高次諧波功率傳輸功能,在電動(dòng)汽車充電、動(dòng)力電池供電等需要寬輸出電壓范圍和高轉(zhuǎn)換效率的應(yīng)用場(chǎng)景具有可觀的需求,已受到學(xué)術(shù)及產(chǎn)業(yè)界關(guān)注[5-9]。文獻(xiàn)[10-12]提出了LLCLC諧振變換器,他們的增益特性優(yōu)良且非常相似。LLCLC諧振網(wǎng)絡(luò)隱含兩個(gè)帶通濾波器,具有很好的諧波控制能力,根據(jù)設(shè)計(jì)可以傳輸特定次數(shù)的諧波能量。在諧振變換器中,除基波外,三次諧波分量最高,因此通常將諧振網(wǎng)絡(luò)第二諧振頻率設(shè)計(jì)為第一諧振頻率的3倍,以實(shí)現(xiàn)三次諧波功率傳輸[12]。LLCLC諧振變換器相較三元件和四元件諧振變換器,其增益特性更為優(yōu)良,同時(shí)具有高次諧波能量傳輸功能[13-16]。但是,LLCLC諧振變換器也存在與三元件和四元件諧振變換器類似的不足,如增益特性受負(fù)載變化影響、重載時(shí)峰值增益減小導(dǎo)致電壓調(diào)節(jié)能力降低、運(yùn)行在遠(yuǎn)離諧振頻率的范圍內(nèi)循環(huán)電流和開關(guān)管應(yīng)力明顯增大導(dǎo)致效率降低和參數(shù)設(shè)計(jì)難度大等問題；此外,當(dāng)頻率遠(yuǎn)離第一諧振頻率靠近峰值增益點(diǎn)時(shí),三次諧波功率傳輸能力會(huì)減弱[16]。而當(dāng)LLCLC諧振變換器運(yùn)行在諧振頻率附近時(shí),其性能和效率都是最高的,但增益被限制在極窄的范圍內(nèi),電壓調(diào)節(jié)能力將大大減弱。

文獻(xiàn)[17]提出一種脈沖密度調(diào)制和脈沖頻率調(diào)制(pulse frequency modulation,PFM)相結(jié)合的調(diào)制策略以改善LLCLC的輕載效率問題,具有一定的效果。文獻(xiàn)[18]提出一種多繞組變壓器結(jié)構(gòu),其集成了諧振網(wǎng)絡(luò)的無(wú)源元件,提高了LLCLC變換器的功率密度和效率。文獻(xiàn)[19]針對(duì)LLCLC諧振變換器提出一種混合控制策略以減小頻率調(diào)節(jié)范圍,需要在精確地建立變換器數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上對(duì)頻率和占空比同時(shí)進(jìn)行控制來(lái)調(diào)節(jié)電壓,較難實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[20]將LLCLC諧振網(wǎng)絡(luò)中的陷波濾波器放至變壓器高壓側(cè),減小其電流應(yīng)力,但削弱了變換器的高次諧波傳輸能力,同時(shí)加大了諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)難度。文獻(xiàn)[21-22]對(duì)LLCLC諧振網(wǎng)絡(luò)采用變結(jié)構(gòu)控制以適應(yīng)不同的工況,提高了變換器的靈活性。文獻(xiàn)[23]使用推挽結(jié)構(gòu)替換逆變?nèi)珮?在中低壓應(yīng)用中提高了LLCLC諧振變換器的效率。

本文提出一種基于PWM倍壓整流單元的LLCLC諧振變換器,其具有以下特點(diǎn)：開關(guān)頻率靠近第一諧振頻率,減小了無(wú)功環(huán)流和開關(guān)損耗；較窄的調(diào)頻范圍,減小了磁元件的設(shè)計(jì)難度；增益特性和負(fù)載相關(guān)性較弱,PWM_FD和PWM_DT模式時(shí)完全獨(dú)立于負(fù)載；對(duì)于不同的電壓輸出模式,分別采用PFM和PWM方式,擴(kuò)展了輸出電壓范圍。對(duì)于LLCLC諧振網(wǎng)絡(luò),合理確定了諧振頻率和陷波頻率的關(guān)系,并據(jù)此設(shè)計(jì)諧振元件參數(shù)。然后對(duì)變換器的特性進(jìn)行詳細(xì)分析。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性和所提拓?fù)涞挠行浴?/p>

1 變換器拓?fù)渑c原理分析

1.1 拓?fù)浣M成

圖1為L(zhǎng)LCLC諧振變換器拓?fù)?由4個(gè)基本單元組成：1)逆變單元,采用包含開關(guān)管S1和S2的半橋；2)LLCLC諧振網(wǎng)絡(luò),由電容Cr、Cb和電感Lr、Lm、Lb組成；3)變壓器,起隔離和升壓的作用；4)PWM倍壓整流單元,其電壓增益為1～3。

該變換器具有以下3種工作模式：1)PFM_FR模式,低壓輸出模式,Sx和Sy關(guān)斷,PWM倍壓整流單元等效為全橋結(jié)構(gòu),此時(shí)變換器等效為傳統(tǒng)LLCLC諧振變換器,改變S1和S2的頻率調(diào)節(jié)輸出電壓；2)PWM_FD模式,中壓輸出模式,S1和S2的頻率固定于第一諧振頻率,Sy關(guān)斷,改變Sx的占空比調(diào)節(jié)輸出電壓；3)PWM_DT模式,高壓輸出模式,S1和S2的頻率固定于第一諧振頻率,Sx開通,改變Sy的占空比調(diào)節(jié)輸出電壓。

圖1 變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of proposed converter

1.2 LLCLC諧振網(wǎng)絡(luò)特性分析

PWM倍壓整流單元為FR結(jié)構(gòu)時(shí),基于基波近似(fundamental harmonic approximation,FHA)的變換器等效模型如圖2所示。圖中,Re=8Ro/N2π2是負(fù)載Ro折算到一次側(cè)的等效負(fù)載。

圖2 基于FHA的變換器等效模型Fig.2 Equivalent model based on FHA

求得該網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率為：

(1)

(2)

(3)

(4)

A=LrCr+LbCb+LrCb；

(5)

B=LrCrLbCb。

(6)

式中：fm為極限諧振頻率,是諧振網(wǎng)絡(luò)增益峰值點(diǎn)的對(duì)應(yīng)頻率；fr1和fr3為第一、第三諧振頻率,在此頻率諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗無(wú)窮小；fr2為陷波頻率,由Cb、Lb和Cr確定,在此頻率諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗無(wú)窮大。

為了傳輸三次諧波功率,將fr3設(shè)定為fr1的3倍[16],即fr3=3fr1。則諧振網(wǎng)絡(luò)增益可表示為

(7)

式中：s為歸一化頻率f/fr1；k為L(zhǎng)m/Lr；b為L(zhǎng)b/Lr；b′=Cb/Cr；Q為品質(zhì)因數(shù)2πfr1Lr/Re。圖3為諧振網(wǎng)絡(luò)增益特性,在fr1和fr3處,諧振網(wǎng)絡(luò)增益恒為1,在fr2處增益恒為0。[fr1,fr2]范圍內(nèi),增益特性單調(diào)且和負(fù)載的相關(guān)性較弱。

圖3 諧振網(wǎng)絡(luò)增益特性Fig.3 Characteristic of resonant network

但是，當(dāng)頻率靠近fr2時(shí)諧振網(wǎng)絡(luò)的功率傳遞能力較弱[12],可表示為

(8)

圖4為單位輸入電壓、Q為0.1對(duì)應(yīng)的等效負(fù)載為1 Ω時(shí)的諧振網(wǎng)絡(luò)功率傳輸特性,可以看出,當(dāng)開關(guān)頻率接近fr2時(shí),諧振網(wǎng)絡(luò)功率傳輸能力大幅下降,尤其當(dāng)負(fù)載較大時(shí)下降明顯,通態(tài)損耗將加大,從而導(dǎo)致效率降低。因此變換器工作在PFM_FR模式時(shí),應(yīng)對(duì)最大頻率加以限制,防止其靠近陷波頻率。記fr2/fr1為h,為了不影響三次諧波功率的傳輸,h取值范圍 [1.5,2.5][20]。同時(shí),PFM為本文的調(diào)壓策略之一,為了減小磁元件設(shè)計(jì)難度,調(diào)頻范圍應(yīng)盡可能小。因此,取h=1.5。本文h=1.5,將最大開關(guān)頻率fsmax設(shè)定為1.3fr1。

圖4 諧振網(wǎng)絡(luò)功率傳輸特性Fig.4 Power transferring characteristic of resonant network

2 變換器工作模式分析

2.1 PWM_FD模式

PWM_FD模式為中壓輸出模式,關(guān)鍵波形如圖5所示，等效電路如圖6所示。開關(guān)管Sy一直關(guān)斷, 通過調(diào)節(jié)Sx的占空比進(jìn)行電壓調(diào)節(jié),即

(9)

圖5 PWM_FD模式關(guān)鍵波形Fig.5 Key waveforms of PWM_FD

df是為實(shí)現(xiàn)Sx零電壓開通(zero-voltage switching,ZVS)而提前導(dǎo)通的時(shí)間占比,即

(10)

1)模態(tài)1(t0～t1)：對(duì)應(yīng)圖6(a),t0時(shí)刻S1開通,Sx的體二極管Dx導(dǎo)通,C1放電,電流iC1由0開始增大,勵(lì)磁電壓um被鉗位于(Uo-UC1)/N。

圖6 PWM_FD模式等效電路Fig.6 Equivalent circuits of PWM_FD

2)模態(tài)2(t1～t2)：對(duì)應(yīng)圖6(b),t1時(shí)刻Sx零電壓開通。

3)模態(tài)3(t2～t3)：對(duì)應(yīng)圖6(c),t2時(shí)刻ir=im,iC1減小為0,二次側(cè)斷路,勵(lì)磁電壓um不再被鉗位,該狀態(tài)一直保持至t3,負(fù)載由Co供電。

4)模態(tài)4(t3～t4)：對(duì)應(yīng)圖6(d),t3時(shí)刻電流ico1由0變負(fù),變壓器二次側(cè)電流經(jīng)D2對(duì)電容C1充電,此時(shí)負(fù)載由Co供電,勵(lì)磁電壓um被鉗位于-UC1/N。

5)模態(tài)5(t4～t5)：對(duì)應(yīng)圖6(e),t4時(shí)刻Sx關(guān)斷,同時(shí)Dx承受反壓,iC1跳變?yōu)?, 電容C1停止放電,一次側(cè)通過變壓器向負(fù)載傳輸能量,勵(lì)磁電壓um被鉗位于-Uo/N。

6)模態(tài)6(t5～t6)：對(duì)應(yīng)圖6(f),t5時(shí)刻ir=im,勵(lì)磁電壓um不再被鉗位,二次側(cè)處于斷路狀態(tài),負(fù)載由Co供電。

7)模態(tài)7(t6～t7)：對(duì)應(yīng)圖6(g),t6時(shí)刻,im大于ir,一次側(cè)通過變壓器向負(fù)載傳輸能量,勵(lì)磁電壓um再次被鉗位于-Uo/N。

8)模態(tài)8(t7～t8)：對(duì)應(yīng)圖6(h),t7時(shí)刻ir=im,勵(lì)磁電壓um不再被鉗位,二次側(cè)處于斷路狀態(tài),負(fù)載由Co供電。

2.2 PWM_DT模式

PWM_DT模式為高壓輸出模式,關(guān)鍵波形和等效電路如圖7和圖8所示。開關(guān)管頻率固定在fr1,采取調(diào)節(jié)Sy的占空比dy,Sx一直開通的調(diào)制方式,即

(11)

圖7 PWM_DT模式關(guān)鍵波形Fig.7 Key waveforms of PWM_DT

df是為實(shí)現(xiàn)Sy零電壓開通而提前導(dǎo)通的時(shí)間占比,即

(12)

1)模態(tài)1(t0～t1)：對(duì)應(yīng)圖8(a),t0時(shí)刻S1開通,Sy的體二極管Dy導(dǎo)通,C1和C2向負(fù)載放電,um被鉗位于(Uo-UC1-UC2)/N。

圖8 PWM_DT模式等效電路Fig.8 Equivalent circuits of PWM_DT

2)模態(tài)2(t1～t2)：對(duì)應(yīng)圖8(b),t1時(shí)刻Sy零電壓開通。

3)模態(tài)3(t2～t3)：對(duì)應(yīng)圖8(c),t2時(shí)刻ir=im,C1和C2停止向負(fù)載放電,二次側(cè)斷路,um不再被鉗位,負(fù)載由電容Co供電。

4)模態(tài)4(t3～t4)： 對(duì)應(yīng)圖8(d),t3時(shí)刻變壓器二次側(cè)、C1和C2向負(fù)載放電,um被鉗位于(Uo-UC1-UC2)/N。

5)模態(tài)5(t4～t5)：對(duì)應(yīng)圖8(e),t4時(shí)刻ir=im,C1和C2停止向負(fù)載放電,二次側(cè)斷路,um不再被鉗位,負(fù)載由電容Co供電。

6)模態(tài)6(t5～t6)：對(duì)應(yīng)圖8(f),t5時(shí)刻電流iC2由0變正,變壓器二次側(cè)電流經(jīng)D2對(duì)電容C2充電,此時(shí)負(fù)載由Co供電,勵(lì)磁電壓um被鉗位于-UC2/N。

7)模態(tài)7(t6～t7)：對(duì)應(yīng)圖8(g),t6時(shí)刻變壓器二次側(cè)電壓大于UC1,D2導(dǎo)通,iC1由0變負(fù),電容C1充電,負(fù)載由Co供電。

8)模態(tài)8(t7～t8)：對(duì)應(yīng)圖8(h),t7時(shí)刻Sy關(guān)斷,iC2跳變?yōu)?,電容C2停止充電,負(fù)載由Co供電。

3 變換器特性分析

3.1 增益特性

定義變換器的歸一化增益為

(13)

圖9和圖10為模式PWM_FD和PWM_DT的增益特性,此時(shí)k=6.15,fr3=3fr1,h=1.5。

圖9 PWM_FD模式的歸一化增益Fig.9 Normalized gain of PWM_FD mode

3.2 無(wú)功環(huán)流特性

圖11和12分別為采用PLECS對(duì)PWM_FD模式和PWM_DT模式無(wú)功環(huán)流特性的分析結(jié)果,δ為諧振電流ir滯后于諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓Uds2的角度,此時(shí)k=6.15,fr3=3fr1,h=1.5?？梢?通過選取適當(dāng)?shù)腝值,能夠在獲得寬輸出電壓范圍的同時(shí)保持較小的無(wú)功環(huán)流。

圖10 PWM_DT模式的歸一化增益Fig.10 Normalized gain of PWM_DT mode

圖11 PWM_FD模式的無(wú)功特性Fig.11 Reactive power characteristic of PWM_FD mode

圖12 PWM_DT模式的無(wú)功特性Fig.12 Reactive power characteristic of PWM_DT mode

3.3 參數(shù)設(shè)計(jì)

基于以上分析,定義fr3為3fr1,則可得

(14)

由式(3)、式(12)可得

(15)

由式(12)、式(13)可得：

(16)

(17)

由式(6)、式(13)和式(15)可得

(18)

對(duì)于PWM_FD模式,為實(shí)現(xiàn)Sx的ZVS,應(yīng)該在t0～t1時(shí)間段內(nèi)將其寄生電容Cossx儲(chǔ)存的電荷完全釋放,即滿足

(19)

而iCo1可表示為

iCo1=I1stsin(ωrt)+I3rdsin(3ωrt)。

(20)

同時(shí),iCo1的基波分量幅值I1st大于三次諧波分量幅值I3rd,為了可靠實(shí)現(xiàn)ZVS,要求

(21)

用Vo和Vo/Ro分別作為電壓和電流基值,下標(biāo)n表示歸一化值,則式(21)可表示為

(22)

則

(23)

式中VC1n和IC1maxn分別如圖13和圖14所示。

圖13 PWM_FD模式的VC1nFig.13 VC1n of PWM_FD mode

圖14 PWM_FD模式的IC1maxnFig.14 IC1maxn of PWM_FD mode

對(duì)于PWM_DT模式,由于Sy的寄生電容不存在電荷積累,因此只要其開通信號(hào)滯后于S1的開通信號(hào)即可,可取df為0.4。

3.4 工作模式切換

PWM_DT模式切換為PWM_FD模式的脈沖波形如圖15(a)所示,當(dāng)dy減小至0時(shí)將其關(guān)斷,同時(shí)開通Sx；PWM_FD切換為PWM_DT模式的脈沖波形如圖15(b)所示,當(dāng)dy減小至0時(shí)將其關(guān)斷,同時(shí)開通Sx。

圖15 PWM_FD和PWM_DT的切換Fig.15 Mode transformation between PWM_FD and PWM_DT

圖16(a)為模式PWM_FD切換為PWM_FR模式的脈沖波形,當(dāng)dx減小至0時(shí)將其關(guān)斷,同時(shí)開啟S1和S2的PFM。圖16(b)為模式PWM_FR切換為PWM_FD模式的脈沖波形,當(dāng)S1和S2的開關(guān)頻率減小至fr1時(shí),關(guān)閉PFM,同時(shí)開啟Sx的PWM。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

4.1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)容量250 W、輸入30 V、輸出18～112 V、fr1為35.11 kHz，電路參數(shù)參照第3節(jié)變換器特性分析,元件型號(hào)及參數(shù)如表1所示，主電路樣機(jī)照片如圖17所示。

表1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)

4.2 運(yùn)行模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果

1)PFM_FR模式,頻率為fsmax的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖18所示,由開關(guān)管S2的脈沖電壓ugs2和端壓Uds2波形可知S2實(shí)現(xiàn)ZVS,根據(jù)S1和S2運(yùn)行的對(duì)稱性可知S2也實(shí)現(xiàn)了ZVS,輸出電壓uo約為20 V,與增益分析數(shù)據(jù)一致,勵(lì)磁電壓um近似為方波,幅值Uo/N約為8 V。

圖17 樣機(jī)照片F(xiàn)ig.17 Photography of the experimental prototype

圖18 PFM_FR模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.18 Experimental results of PFM_FR mode

2)PWM_FD模式,dx=0.2的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖19所示,S1和S2實(shí)現(xiàn)ZVS,由開關(guān)管Sx的脈沖電壓ugsx和端壓Udsx的波形可知Sx實(shí)現(xiàn)ZVS,輸出電壓Uo約70 V,與增益分析數(shù)據(jù)一致。

圖19 PWM_FD模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.19 Experimental results of PWM_FD mode

3)PWM_DT模式,dy=0.1的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖20所示,S1和S2實(shí)現(xiàn)ZVS,由開關(guān)管Sy的脈沖電壓ugsy和端壓Udsy的波形可知Sy實(shí)現(xiàn)ZVS,輸出電壓Uo約90 V,與增益分析數(shù)據(jù)一致。

圖20 PWM_DT模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.20 Experimental results of PWM_DT mode

4)模式間切換,圖21、圖22分別為由模式PFM_FR切換至PWM_FD、模式PWM_FD切換至PWM_DT的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,可見該變換器實(shí)現(xiàn)了各模式之間的平穩(wěn)切換。

5)轉(zhuǎn)換效率,圖23為滿載時(shí)各個(gè)運(yùn)行模式的測(cè)量效率,PFM_FR模式,效率隨增益的增大而大幅升高,但此時(shí)輸出功率較小,因此效率較低。PWM_FD模式,效率同樣隨增益增大而逐漸升高,變化幅度相比于PFM_FR模式有所減緩,這是因?yàn)橹C振電流引起的較大通態(tài)損耗所造成。PWM_DT模式效率變化較小且逐漸達(dá)到最大值96.1%。

圖21 PFM_FR切換至PWM_FD過程Fig.21 Transformation from PFM_FR to PWM_FD mode

圖22 PWM_FD切換至PWM_DT過程Fig.22 Transformation from PWM_FD to PWM_DT mode

圖23 樣機(jī)轉(zhuǎn)換效率Fig.23 Efficiency of the experimental prototype

4.3 變換器拓?fù)浔容^

表2為本文所提拓?fù)渑c有關(guān)文獻(xiàn)的性能比較。可見,本文所提拓?fù)渚哂械娘@著特點(diǎn)為采用有源器件數(shù)量相對(duì)較少,即使在較窄的頻率范圍,也具有較寬的調(diào)壓范圍和較高的轉(zhuǎn)換效率,并分別達(dá)到1～6.2和96.1%。

表2 變換器拓?fù)浔容^

5 結(jié) 論

本文為了解決LLCLC諧振變換器增益對(duì)負(fù)載變化敏感、輸出電壓范圍大小與轉(zhuǎn)換效率相互制約的問題,提出一種基于PWM倍壓整流的寬輸出電壓范圍LLCLC諧振變換器。經(jīng)過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,結(jié)果表明具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1)開關(guān)頻率與第一諧振頻率差值小,無(wú)功環(huán)流和開關(guān)損耗小,開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS。

2)調(diào)頻范圍窄,有利于優(yōu)化設(shè)計(jì)磁元件。

3)增益特性與負(fù)載相關(guān)性較弱,其中,PWM_FD和PWM_DT運(yùn)行模式時(shí)不受負(fù)載影響。

4)針對(duì)不同電壓輸出模式,通過分別采用PFM和PWM調(diào)制方式,有利于擴(kuò)大輸出電壓的范圍為1～6.2。

5)采用的調(diào)制方法簡(jiǎn)單、開關(guān)損耗小,其中,PWM、PFM調(diào)制僅僅分別控制一個(gè)開關(guān)管或一對(duì)互補(bǔ)開關(guān)管,轉(zhuǎn)換效率達(dá)到96.1%。