蕭展?jié)?林維明， 張亮亮， 許志鈥， 唐松

(福州大學(xué) 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室，福建 福州 350108)

0 引 言

第四代電光源LED具有發(fā)光效率高、價格低、可靠性高等優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于通用照明領(lǐng)域[1-3]。目前LED驅(qū)動電源的架構(gòu)主要分為整體式和分布式兩大類。整體式為AC-DC單級轉(zhuǎn)換電路，最常見的拓撲為Flyback，這種方案一般應(yīng)用于150 W以下的小功率場合[4]。分布式電源的主流架構(gòu)為：功率因數(shù)校正電路(power factor correction，PFC)+隔離降壓電路(恒壓)+電流調(diào)節(jié)(恒流)，可以實現(xiàn)多種輸出功率等級的拓展，便于工程生產(chǎn)的標(biāo)準(zhǔn)化和模塊化設(shè)計[5]。分布式架構(gòu)只需要設(shè)計一個大功率PFC電路和一個隔離電路，為后級的分布式DC-DC恒流LED驅(qū)動器提供恒定的電壓源，相比使用多個AC-DC兩級式恒流LED驅(qū)動器，大大降低了成本[6]；各路獨立輸出，具有獨立的保護系統(tǒng)，提高系統(tǒng)的可靠性和安全性；根據(jù)應(yīng)用場合的需求，可進行系統(tǒng)調(diào)光或分區(qū)域調(diào)光，工作靈活[7]；在設(shè)計中，分布式LED驅(qū)動器多路分布，有利于驅(qū)動電源的熱設(shè)計[8]。

LED發(fā)光亮度由流過的平均電流決定[9-10]，當(dāng)前主要采用峰值電流控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制實現(xiàn)恒流驅(qū)動[11]。峰值電流控制響應(yīng)速度快，但是容易產(chǎn)生次諧波振蕩，需要人工斜坡補償[12]，且恒流精度較低[13-14]。平均電流控制直接控制輸出平均電流，恒流精度高，但是系統(tǒng)的控制環(huán)路復(fù)雜[15]。滯環(huán)電流控制結(jié)構(gòu)簡單、動態(tài)響應(yīng)快，通過設(shè)置高低閾值來控制電感電流峰谷值，只能工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(continuous conduction mode，CCM)，瞬態(tài)負載調(diào)整能力差，不適合負載變化和寬范圍調(diào)光場合，電流的恒流精度取決于峰谷值的采樣精度，恒流精度低[16]。對于傳統(tǒng)滯環(huán)控制，不少學(xué)者提出一些改進控制策略。文獻[15]利用開關(guān)節(jié)點電壓估計電感電流實時值，省去了對電感電流峰谷值的檢測，成本低，但電感電流估計值受電感直流電阻影響，容易與實際值產(chǎn)生偏差。文獻[17]通過采樣輸出電壓和電流，計算目標(biāo)輸出電流，并將電感電流控制在滯環(huán)寬度內(nèi)，提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能，但是需要分別采樣電感電流、輸出電壓和電流，成本高。文獻[18]在負載突變時，延長開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時間，改善動態(tài)特性，但是延長時間無法自適應(yīng)調(diào)節(jié)，不具普遍性；文獻[19]通過自適應(yīng)調(diào)節(jié)電感電流峰谷值來調(diào)節(jié)開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時間，提升了恒流精度，但是結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。文獻[16]提出一種改進滯環(huán)控制策略，通過自適應(yīng)調(diào)節(jié)開關(guān)管關(guān)斷時間，提高了恒流精度，但是該策略只適用于中小功率場合。上述策略都只能工作在CCM模式下，不適合小電流驅(qū)動場合。

目前硅基半導(dǎo)體功率器件的性能已經(jīng)接近其物理極限[20-21]，以SiC、GaN為代表的第三代半導(dǎo)體寬禁帶器件具有高熱導(dǎo)率、 高擊穿場強、高飽和電子漂移速率等特點[22]，使其具有高耐溫、高耐壓、高開關(guān)速度、導(dǎo)通電阻小等優(yōu)點。相比Si器件和SiC器件，GaN器件具有更高的禁帶寬度和高速電子遷移率的二維電子氣，無反向恢復(fù)時間，開關(guān)速度更快、導(dǎo)通阻抗和寄生參數(shù)更小，更加適合工作在高頻場合[23-24]。在高壓系統(tǒng)中，GaN器件可以有效提高驅(qū)動電源的效率和功率密度，推進電源模塊的小型化發(fā)展[25]。

本文基于分布式架構(gòu)，提出一種電感電流定紋波控制策略，通過控制電感電流平均值自適應(yīng)調(diào)節(jié)開關(guān)管通斷時間，提高了恒流精度和動態(tài)響應(yīng)速度；電路可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式和斷續(xù)導(dǎo)通模式(discontinuous conduction mode，DCM)下，實現(xiàn)了寬范圍調(diào)光。文中詳細分析了組合Buck恒流LED驅(qū)動器等效電路的工作原理、不同工作模式下電感電流定紋波的控制方法，對主電路和控制環(huán)路參數(shù)進行設(shè)計。最后設(shè)計并測試了一臺1.8 kW三路組合Buck恒流LED驅(qū)動電源樣機和一臺600 W采用GaN開關(guān)器件的單路Buck樣機，并將定紋波控制策略與傳統(tǒng)滯環(huán)控制策略進行對比，驗證所提出控制策略的有效性。

1 三路組合DC-DC Buck驅(qū)動電路

圖1為分布式三路組合DC-DC Buck驅(qū)動電路，輸入共恒壓源，輸出為三路LED負載，各路獨立工作，單獨調(diào)光。在設(shè)計中開關(guān)管采用第三代半導(dǎo)體GaN器件，提高電路開關(guān)頻率，減小電感感量和輸出電容容值，因此可以減小電感體積和采用小容值的薄膜電容代替電解電容，提高分布式驅(qū)動電源的功率密度、工作可靠性和壽命。

圖1 三路組合DC-DC Buck電路Fig.1 Three-phase combined DC-DC Buck circuit

1.1 CCM模式穩(wěn)態(tài)特性

圖2為三路組合Buck等效電路。CCM模式，穩(wěn)態(tài)時電感電流波形如圖3所示。電感電流紋波ΔiL恒定，輸出電流平均值Io_CCM可以表示為

(1)

圖2 CCM模式工作模態(tài)等效電路Fig.2 Operating mode equivalent circuit of CCM

圖3 CCM模式電感電流波形Fig.3 Inductor current waveform of CCM

開關(guān)管開通時間ton和關(guān)斷時間toff分別為：

(2)

(3)

則開關(guān)頻率可以表示為

(4)

為了便于分析，使用恒壓負載等效LED負載，則CCM模式下，輸出電流紋波ΔIo_CCM為

(5)

CCM模式下，輸出電流紋波率RIo_CCM為

(6)

結(jié)合式(4)和式(6)，得到占空比關(guān)于輸出電流紋波率的表達式，即定紋波控制方程為

(7)

1.2 DCM模式穩(wěn)態(tài)特性

當(dāng)負載電流小于ΔiL/2時，電路進入DCM模式。此時電路分為3個工作模態(tài)，前2個工作模態(tài)等效電路同圖2，當(dāng)電感電流為0時，二極管截止，電路進入工作模態(tài)3，如圖4所示。

圖4 DCM模式工作模態(tài)3等效電路Fig.4 Operating mode 3 equivalent circuit of DCM

DCM模式，穩(wěn)態(tài)時電感電流波形如圖5所示。峰值電流iL_peak等于ΔiL，開通時間ton同式(2)。

圖5 DCM模式電感電流波形Fig.5 Inductor current waveform of DCM

關(guān)斷有兩個階段，toff1階段同式(3)，toff2與Io_DCM的關(guān)系為

(8)

則開關(guān)管的關(guān)斷時間toff表示為

(9)

聯(lián)立式(2)、式(3)、式(8)，DCM模式開關(guān)頻率表示為

(10)

由式(10)可知，DCM模式下，變換器的開關(guān)頻率fDCM與輸出電流Io_DCM成正比。

DCM模式下，輸出電流紋波ΔIo_DCM為

(11)

輸出電流紋波率RIo_DCM可以表示為

(12)

由式(12)可知，DCM模式下，輸出電流紋波率隨著輸出電流的減小而增大。

結(jié)合式(10)和式(12)，得到頻率關(guān)于輸出電流紋波率的表達式為

(13)

結(jié)合式(2)和式(13)，得到占空比關(guān)于輸出電流紋波率的表達式為

(14)

2 控制策略

本文采用開關(guān)管源極接地的方式簡化驅(qū)動設(shè)計，采用數(shù)字模擬混合控制，實現(xiàn)恒流輸出和定紋波控制。

2.1 控制框圖

在寬范圍調(diào)光過程中，輸出電流范圍為10%～100%，通過調(diào)節(jié)調(diào)光信號改變輸出電流基準(zhǔn)值Iref與峰值電流基準(zhǔn)值Ipeak_ref。等效主電路和控制電路如圖6所示。

控制電路的工作過程如下：當(dāng)采樣電流isence達到Ipeak_ref時，比較器CMP1輸出高電平復(fù)位信號vR，開關(guān)管S關(guān)斷，鋸齒波發(fā)生器開關(guān)Scon關(guān)斷，計時信號tx開始上升；基準(zhǔn)值Iref和平均電流反饋值Io的誤差信號iFB決定關(guān)斷時間toff，當(dāng)計時信號tx達到toff時，比較器CMP2輸出高電平置位信號vS，開關(guān)管S與開關(guān)Scon開通，將tx拉至0，具體如圖7所示。

圖6 定紋波控制策略框圖Fig.6 Control diagram of fixed-ripple control strategy

圖7 節(jié)點觸發(fā)的控制信號Fig.7 Control signal of node triggered

2.2 控制過程

2.2.1 穩(wěn)態(tài)控制過程

結(jié)合式(2)、式(4)、式(10)，得到占空比關(guān)于輸出電流的穩(wěn)態(tài)表達式為：

(15)

由式(4)、式(10)、式(15)，分別做出頻率f、占空比D與輸出平均電流Io的關(guān)系曲線，如圖8所示。

圖8 頻率、占空比與輸出電流的關(guān)系曲線Fig.8 Frequency vs. duty ratio and output current

由式(10)、式(15)得到DCM模式占空比關(guān)于頻率的表達式為

(16)

通過誤差放大器進行環(huán)路補償，啟動時輸出電流基準(zhǔn)Iref與誤差信號iFB的關(guān)系曲線如圖9中iFB_begin。為了簡化控制同時保證系統(tǒng)穩(wěn)定，將穩(wěn)態(tài)時Iref與IFB的關(guān)系曲線設(shè)置為如圖9中的iFB_end。在DCM模式下，iFB_end與Iref正相關(guān)(AB段)；在CCM模式下，iFB_end保持恒定(BC段)。穩(wěn)定時，IFB關(guān)于Iref的表達式為：

(17)

式中a、b均為常數(shù)。

穩(wěn)定時，輸出電流計算值Io等于電流基準(zhǔn)值Iref，結(jié)合式(3)、式(9)、式(17)得到toff關(guān)于IFB的表達式為：

(18)

式中K1～K4均為常數(shù)，該式為圖6中關(guān)斷時間計算公式。

圖9 誤差信號與輸出電流基準(zhǔn)的關(guān)系曲線Fig.9 Relationship between iFB and Iref

各節(jié)點的信號波形如圖10所示。

圖10 各個節(jié)點信號波形Fig.10 Waveforms of each node

2.2.2 暫態(tài)控制過程

CCM模式和DCM模式，暫態(tài)過程關(guān)斷時間均滿足式(18)DCM狀態(tài)公式，即有

(19)

CCM模式，暫態(tài)誤差信號iFB先影響toff，由式(3)知ΔiL改變，則式(2)ton改變；DCM模式，toff1不受iFB影響，ΔiL不變，因此ton不變。CCM模式開關(guān)管導(dǎo)通時間ton關(guān)于iFB的表達式為

(20)

暫態(tài)頻率關(guān)于暫態(tài)誤差信號iFB的表達式為：

(21)

由式(21)可知，CCM模式和DCM模式，暫態(tài)頻率均隨暫態(tài)誤差的減小而減小。

2.3 動態(tài)分析

2.3.1 CCM模式輸出電流突變

圖11為CCM模式電流突變時，電感電流iL、誤差信號iFB與開關(guān)管驅(qū)動信號vgs的波形。

圖11 CCM模式輸出電流突變動態(tài)過程Fig.11 Output current step change dynamic process of CCM

如圖11(a)所示，當(dāng)調(diào)光信號突增時，Iref和Ipeak_ref突增。暫態(tài)過程中，iFB先突增再逐漸減小。根據(jù)式(19)、式(20)可知，toff和ton都相應(yīng)減小再逐漸增大，加快了輸出電流的上升過程。當(dāng)電路穩(wěn)定時，由式(17)可知，iFB不變，根據(jù)式(2)、式(3)可知，調(diào)光前后，開關(guān)管通斷時間不變，開關(guān)頻率不變；如圖11(b)所示，當(dāng)調(diào)光信號突降時，關(guān)鍵信號動態(tài)過程與調(diào)光信號突增時相反，在暫態(tài)過程中，開關(guān)管通斷時間先增大再減小，加快輸出電流的下降過程。

2.3.2 DCM模式輸出電流突變

圖12為DCM模式電流突變時，電感電流iL、誤差信號iFB與開關(guān)管驅(qū)動信號vgs的波形。如圖12(a)所示，當(dāng)調(diào)光信號突增時，iFB突增再逐漸減小，開關(guān)管通斷時間先減小再增大，加快輸出電流上升。當(dāng)電路穩(wěn)定時，根據(jù)式(2)、式(9)可知，ton不變，toff減小，fDCM增大。由式(17)可知，穩(wěn)定時iFB增大。如圖12(b)所示，當(dāng)調(diào)光信號突降時，由式(20)可知，暫態(tài)過程中，ton不變，toff先增大再減小。當(dāng)電路穩(wěn)定時，toff相比電流突變前增大，fDCM減小，可以有效減小輕載時電路的損耗。

圖12 DCM輸出電流突變的動態(tài)過程Fig.12 Output current step change dynamic process of DCM

通過上述分析，在CCM和DCM模式下，調(diào)光動態(tài)過程中，開關(guān)管通斷時間自適應(yīng)調(diào)整，加快輸出電流的上升或下降過程。為了防止動態(tài)調(diào)整過程中開關(guān)管開關(guān)頻率過高，可以對iFB幅值做適當(dāng)限制。

3 參數(shù)設(shè)計

3.1 主電路參數(shù)設(shè)計

分布式LED驅(qū)動電源的每一路額定功率為600 W，輸出電流范圍為0.2～2 A，設(shè)置電感電流紋波ΔiL固定為1 A，則臨界輸出電流為0.5 A，設(shè)置輸入電壓為420 V，恒壓負載的電壓范圍為300～380 V。

根據(jù)式(4)、式(10)可知，電感感量影響開關(guān)頻率，因此根據(jù)最大開關(guān)頻率選取電感感量。由圖8(a)知，CCM模式下，開關(guān)頻率最大，因此在CCM模式下確定電感感量，由式(4)知，電感感量可以表示為

(22)

最大開關(guān)頻率取值為270 kHz，考慮裕量，電感感量取值為350 μH。DCM模式下，當(dāng)輸出電壓為300 V，輸出電流為0.2～0.5 A時，由式(10)得，開關(guān)頻率變化范圍為97.96～244.90 kHz。根據(jù)式(4)、式(7)，采用定紋波控制時，若三相電感感值不對稱，三相電路開關(guān)頻率也會不對稱，因此三相電感感值盡量一致。

根據(jù)式(6)、式(12)可知，輸出電容容值影響輸出電流紋波率RIo，因此根據(jù)最大輸出電流紋波率選取電容容值。DCM模式，Io越小，RIo越大。由式(12)可得，DCM模式輸出電容的表達式為

(23)

設(shè)置理論最大輸出電流紋波率為3%，當(dāng)輸出電流為0.2 A，輸出電壓為380 V時，電容容值最大，考慮裕量，電容值取值為0.32 μF。

結(jié)合式(6)、式(12)，繪制驅(qū)動器輸出電流紋波率與輸出電壓、輸出電流的關(guān)系三維圖，如圖13所示。當(dāng)輸出電壓為300 V，輸出電流為0.5～2 A時，RIo最小，僅為0.531 7%；當(dāng)輸出電壓為380 V，輸出電流為0.2 A，RIo最大，為2.545%。

圖13 輸出電流紋波率與輸出電壓、電流的對應(yīng)關(guān)系Fig.13 Output current ripple rate vs. output voltage and current

在整個工作區(qū)域，RIo都很小，因此輸出電容可以選擇小的薄膜電容代替電解電容，有效提高變換器的功率密度和壽命。

3.2 控制環(huán)路參數(shù)設(shè)計

3.2.1 CCM和DCM統(tǒng)一模型

對定紋波控制的Buck電路進行小信號建模，設(shè)計控制環(huán)路參數(shù)。開關(guān)管導(dǎo)通時間ton與占空比d及開關(guān)周期時間ts滿足：

ton=dts。

(24)

引入擾動，處理得

(25)

式(19)引入擾動，得

(26)

CCM模式下，式(2)引入擾動，處理得

(27)

將式(26)、式(27)代入式(25)，得

(28)

DCM模式下，式(2)引入擾動，處理得

(29)

將式(26)、式(29)代入式(25)，得

(30)

圖14為Buck變換器開關(guān)平均模型[26]。引入開關(guān)函數(shù)μ，定義為

(31)

式中Re(d)=(Ts-Ts)/Ts，為開關(guān)網(wǎng)絡(luò)等效阻抗。

(32)

圖14 Buck變換器開關(guān)平均模型Fig.14 Switch average model of Buck converter

將式(28)、式(30)、式(32)嵌入Buck變換器開關(guān)模型，得到定紋波控制的Buck變換器小信號開關(guān)模型，如圖15所示，圖中方框參數(shù)如表1所示，Gc(s)為待補充環(huán)路補償傳遞函數(shù)。

圖15 定紋波控制的Buck變換器小信號開關(guān)模型Fig.15 Small-signal switch model of Buck under fixed-ripple control

表1 定紋波控制的Buck變換器模型參數(shù)

開關(guān)函數(shù)至輸出電流的傳遞函數(shù)為

(33)

占空比至輸出電流的傳遞函數(shù)為

(34)

控制至輸出原始回路傳遞函數(shù)為

(35)

3.2.2 反饋環(huán)路補償

圖16為輸出電壓為300 V，不同輸出電流原始回路傳遞函數(shù)bode圖。

圖16 原始回路傳遞函數(shù)bode圖Fig.16 Bode diagram of original loop

補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計為Ⅱ型系統(tǒng)，結(jié)構(gòu)如圖17所示。其傳遞函數(shù)為

(36)

補償?shù)?個零點和2個極點頻率分別為：

(37)

圖17 補償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)Fig.17 Compensation network structure

計算可得：R1=10 kΩ、R2=0.14 kΩ、C1=151.8 nF、C2=4.7 nF。補償后的bode圖如圖18所示。當(dāng)輸出電流為0.2 A時，穿越頻率為15 kHz；當(dāng)輸出電流為2 A時，穿越頻率為24 kHz；相位裕度均約為60°。系統(tǒng)穩(wěn)定，動態(tài)響應(yīng)快，能較好抑制高頻紋波。

圖18 補償后回路傳遞函數(shù)bode圖Fig.18 Bode diagram after compensation

3.3 輸出電流估算

本文通過采樣開關(guān)管電流和DCM模式電感電流過零時間，計算電感平均電流，省去了對輸出電流的檢測。輸出電流采樣檢測方案如圖19所示，其中Rcs為采樣電阻，阻值較小，Rzcd1和Rzcd2用來采樣DCM模式電感電流過零時刻，阻值較大，只采樣過零信號，不流過電流。

CCM模式時，輸出電流計算公式為

(38)

式中vcs_peak、vcs_valley分別為開關(guān)管導(dǎo)通時，采樣電阻兩端的峰谷值電壓。

圖19 輸出電流采樣檢測方案Fig.19 Output current sampling detection scheme

當(dāng)電路工作在DCM模式，電感電流過零時，開關(guān)管兩端電壓發(fā)生突變，因此vcs突變時刻即為電感電流過零時刻，輸出電流計算公式為

(39)

式中：t1為開關(guān)管開始導(dǎo)通時刻；t2為開關(guān)管關(guān)斷時其兩端電壓突變時刻；t3為下一周期開關(guān)管開始導(dǎo)通時刻。

4 仿真與實驗結(jié)果

為了驗證所提出的控制策略理論分析的正確性和可行性，對分布式LED恒流驅(qū)動電路的等效電路進行計算機仿真。電路參數(shù)如表2所示。

表2 電路參數(shù)

4.1 仿真結(jié)果

4.1.1 穩(wěn)態(tài)關(guān)鍵波形仿真結(jié)果

圖20為CCM模式下，輸出電壓為300 V，輸出電流為1 A和2 A時的仿真波形。

圖20 CCM模式不同輸出電流的仿真波形Fig.20 Simulation waveforms of different output currents of CCM

圖21為DCM模式下，輸出電壓為300 V，輸出電流為0.2 A和0.3 A時的仿真波形。

圖21 DCM模式不同輸出電流的仿真波形Fig.21 Simulation results of different output currents of DCM

4.1.2 動態(tài)特性仿真結(jié)果

1)輸出電壓突變仿真結(jié)果。

圖22為輸出電流為1 A，恒壓負載從350 V突變到300 V，再從300 V突變到350 V時的仿真波形。

2)輸出電流突變仿真結(jié)果。

圖23為本文提出的定紋波控制策略和傳統(tǒng)滯環(huán)電流控制策略，輸出電流突變到1 A時的仿真結(jié)果。電流突變時的動態(tài)調(diào)整時間如表3所示。對比可知，定紋波控制策略具有更快的動態(tài)響應(yīng)速度。

4.2 實驗結(jié)果

為了進一步驗證理論分析的正確性，搭建一臺三路組合Buck LED驅(qū)動器和一臺采用GaN FET開關(guān)器件的單路實驗樣機，實物照片如圖24所示。實驗電路參數(shù)與仿真參數(shù)相同。

圖22 輸出電壓突變仿真結(jié)果Fig.22 Simulation results of output voltage step

圖23 輸出電流突變仿真結(jié)果Fig.23 Simulation results of output current step

表3 輸出電流突變時動態(tài)調(diào)整時間仿真結(jié)果

圖24 實驗樣機Fig.24 Prototype of the driver

4.2.1 穩(wěn)態(tài)關(guān)鍵波形實驗結(jié)果

圖25為CCM模式輸出電流為1 A和2 A時的實驗波形。輸出電流精度分別為0.3%和0.15%，具有較高的輸出電流精度。

圖26為DCM模式輸出電流為0.2 A和0.3 A時的實驗波形。輸出電流精度分別為0.5%和0.56%，具有較好的輸出電流精度。

4.2.2 動態(tài)特性仿真結(jié)果

1)輸出電壓突變實驗結(jié)果。

圖27為輸出電流為1 A時，輸出電壓突降再突增的實驗波形。在恒壓負載突變前后，穩(wěn)定輸出電流保持1 A不變，具有較好的負載調(diào)整率。電感電流紋波在負載突變的過程中，始終保持在1 A，實現(xiàn)定紋波控制。

圖25 CCM模式不同輸出電流的實驗波形Fig.25 Experimental waveforms of different output currents of CCM

圖26 DCM模式不同輸出電流時的實驗波形Fig.26 Experimental waveforms of different output currents of DCM

圖27 輸出電壓突變實驗結(jié)果Fig.27 Experimental results of output voltage step

2)輸出電流突變實驗結(jié)果。

圖28為定紋波控制策略和傳統(tǒng)滯環(huán)電流控制策略輸出電流突變時的實驗結(jié)果。電流突變時的動態(tài)調(diào)整時間如表4所示。實驗結(jié)果進一步表明定紋波控制策略調(diào)光動態(tài)性能更好。

表4 輸出電流突變時動態(tài)調(diào)整時間實驗結(jié)果

表5給出了定紋波控制策略下不同輸出電流突變時，系統(tǒng)的動態(tài)調(diào)整時間。動態(tài)調(diào)整時間均不超過0.2 ms，再次表明本文所提出的定紋波控制策略具有較好的動態(tài)性能。

圖28 輸出電流突變實驗結(jié)果Fig.28 Experimental results of output current step

4.2.3 效率

圖29(a)為輸出電壓為300 V，輸出電流為0.2～2 A時，GaN-Buck樣機的效率曲線。當(dāng)輸出電流為0.5 A時，樣機效率最低，為97.85%；當(dāng)輸出電流達到滿載2 A時，效率為98.7%。

表5 不同輸出電流突變時動態(tài)調(diào)整時間

圖29(b)為輸出功率600 W，不同恒壓負載，使用GaN開關(guān)器件和使用Si開關(guān)器件樣機的效率對比曲線。不同負載電壓，GaN-Buck樣機的效率都高于Si-Buck樣機。當(dāng)恒壓負載為380 V，兩臺樣機的效率都最高，GaN-Buck樣機效率為99.54%，Si-Buck樣機效率為98.81%。

圖29 效率曲線Fig.29 Efficiency curves

5 結(jié) 論

本文詳細地分析了分布式三路組合Buck LED驅(qū)動電源的工作特性，給出定紋波控制策略的控制原理和動穩(wěn)態(tài)控制過程，進行了主電路與控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計，并結(jié)合GaN開關(guān)器件，提高變換器功率密度和效率。計算機仿真和實驗結(jié)果表明，本文所提出的電路與控制方法具有以下優(yōu)點：

1)自適應(yīng)調(diào)節(jié)開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時間，提高了電路的動態(tài)性能。

2)電路工作在CCM和DCM模式下，實現(xiàn)10%～100%寬范圍調(diào)光。

3)通過直接控制電感電流平均值，提高恒流精度，恒流精度小于1%。