何星柱， 張新燕， 王騰

(新疆大學(xué)電氣工程學(xué)院， 烏魯木齊 830046)

模塊化多電平換流器憑借其輸出電壓等級(jí)高、諧波含量低且波形質(zhì)量好、運(yùn)行效率高及可擴(kuò)展性與模塊化程度高等優(yōu)點(diǎn)在柔性高壓直流輸電領(lǐng)域應(yīng)用廣泛[1-3]。在遠(yuǎn)距離高壓大容量的柔性直流輸電系統(tǒng)中，由于電纜鋪設(shè)較受地理環(huán)境制約且造價(jià)昂貴，所以更多的是使用架空線路進(jìn)行傳輸，但與鋪設(shè)電纜相比架空線路發(fā)生故障的頻率較高[4]。一旦發(fā)生故障，由于直流電流沒(méi)有過(guò)零點(diǎn)，電流上升迅速，故障隔離難度較大，所以如何實(shí)現(xiàn)直流輸電線路故障電流的清除或阻斷已經(jīng)是柔性高壓直流輸電領(lǐng)域中亟須解決的關(guān)鍵環(huán)節(jié)之一。

目前國(guó)內(nèi)外對(duì)柔性直流輸電中直流故障電流的阻斷方法大體分成如下三類。

一是采用“交流斷路器+隔離開(kāi)關(guān)”的模式阻斷直流故障電流。在發(fā)生故障時(shí)，該模式通過(guò)斷開(kāi)交流斷路器和相應(yīng)隔離開(kāi)關(guān)來(lái)阻斷直流故障，但交流斷路器的響應(yīng)、動(dòng)作和重啟恢復(fù)速度慢，導(dǎo)致該模式的故障阻斷快速性和系統(tǒng)供電可靠性效果差[5]。

二是利用“高壓直流斷路器+隔離開(kāi)關(guān)”的模式來(lái)阻斷直流故障電流[6]。在發(fā)生故障時(shí)，該模式通過(guò)斷開(kāi)直流斷路器和相應(yīng)隔離開(kāi)關(guān)來(lái)阻斷直流故障，目前該技術(shù)日趨成熟，例如采用目前全世界最高電壓等級(jí)和最大開(kāi)斷能力的高壓直流斷路器的工程——張北柔直工程，但造價(jià)昂貴且大大增加工程投資成本仍限制了直流斷路器的使用[7]。

三是使用擁有直流故障電流阻斷能力的模塊化換流器子模塊來(lái)阻斷直流故障電流[8]。在發(fā)生故障時(shí)，這類子模塊可以利用自身的功率器件來(lái)切斷故障回路達(dá)到阻斷故障電流的目的。其中最經(jīng)典的子模塊拓?fù)錈o(wú)疑是全橋式子模塊拓?fù)?full-bridge sub-module， FBSM)，該子模塊擁有對(duì)稱的直流故障電流阻斷能力，但投資成本較高且功率損耗大[9]。鉗位型雙子模塊拓?fù)?clamp double sub-module， CDSM)的投資成本低且本身?yè)碛心軌蜃跃鶋旱哪芰Γ渲绷鞴收想娏鞯淖钄嗄芰Σ粚?duì)稱、對(duì)子模塊中電容的利用率較低且阻斷能力相比FBSM要差一些[10]。文獻(xiàn)[11]通過(guò)增添一定數(shù)量的功率器件將兩個(gè)傳統(tǒng)半橋子模塊連接起來(lái)提出了改進(jìn)電容型子模塊，該子模塊都擁有對(duì)稱的故障阻斷能力且各器件耐壓要求較低但器件成本和運(yùn)行成本較高。文獻(xiàn)[12]通過(guò)引入逆阻型IGBT器件提出了雙逆阻型子模塊(dual reverse blocking sub-module， DRBSM)。該子模塊能輸出3個(gè)電平且控制和調(diào)制策略較為簡(jiǎn)易，擁有對(duì)稱的故障阻斷能力但對(duì)脈沖觸發(fā)一致性的要求較高。文獻(xiàn)[13]在半橋式子模塊的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)并提出了帶有雙向開(kāi)關(guān)的二極管鉗位子模塊拓?fù)?diode clamp with bidirectional switch sub-module， DCBSSM)，子模塊DCBSSM在具備清除直流故障電流能力的同時(shí)保留了控制方式簡(jiǎn)易的優(yōu)點(diǎn)，但僅輸出兩個(gè)電平，這導(dǎo)致其在輸出相同電平時(shí)需要更多的子模塊數(shù)量，使得經(jīng)濟(jì)性變差。文獻(xiàn)[14]提出了一種雙向開(kāi)關(guān)鉗位式全橋子模塊 (bidirectional switch clamp full bridge sub-module， BCFSM)，該子模塊具有對(duì)稱的故障電流阻斷能力且故障電流清除速度快、經(jīng)濟(jì)性高，但采用功率器件較多。

在DCBSSM的基礎(chǔ)上，現(xiàn)改進(jìn)得到一種帶有雙向開(kāi)關(guān)的鉗位雙電容子模塊(clamp double capacitor bidirectional switch sub-module， CDCBSSM)，該子模塊在擁有直流故障電流阻斷能力的同時(shí)能夠輸出3個(gè)電平且相對(duì)而言投資成本要小。首先介紹CDCBSSM的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作方式并分析該子模塊的故障阻斷機(jī)理，其次分析了各器件的電壓應(yīng)力和子模塊的經(jīng)濟(jì)性；最后在MATLAB/Simulink仿真平臺(tái)上搭建單端7電平高壓直流輸電模型對(duì)該子模塊的直流故障阻斷特性與各器件電壓應(yīng)力進(jìn)行仿真驗(yàn)證和分析。

1 子模塊CDCBSSM結(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1(a)為帶有雙向開(kāi)關(guān)的二極管鉗位型子模塊DCBSSM的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由2個(gè)帶反向并聯(lián)二極管(D1，D2)的IGBT(T1，T2)、4個(gè)二極管(D3～D6)與1個(gè)IGBT(T3)組成的一個(gè)雙向開(kāi)關(guān)型器件及2個(gè)二極管(D7，D8)連接而成。雙向開(kāi)關(guān)型器件可以實(shí)現(xiàn)電流的雙向流動(dòng)控制，在部分高壓直流斷路器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中得到一定應(yīng)用。當(dāng)發(fā)生直流故障所有IGBT閉鎖后，由二極管D1、D2為正向故障電流形成通路，二極管D7、D8為反向故障電流形成通路。但該結(jié)構(gòu)只能輸出0和Uc兩個(gè)電平，為提高該結(jié)構(gòu)的輸出電平數(shù)，在該結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)得到了改進(jìn)型子模塊拓?fù)銫DCBSSM，具體結(jié)構(gòu)如圖1(b)所示，CDCBSSM由3個(gè)IGBT及其反并聯(lián)二極管(D1～D3)、1個(gè)雙向開(kāi)關(guān)型器件、2個(gè)直流電容(C1、C2)組成，改進(jìn)后的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以輸出0、UC1、UC2及UC1+UC2四個(gè)電平，當(dāng)電容C1與C2參數(shù)相同時(shí)可以輸出0、UC及2UC三個(gè)電平。

圖1 子模塊改進(jìn)Fig.1 Sub-module improvement

1.2 工作狀態(tài)

在正常工作時(shí)，MMC通過(guò)交替切換T1、T2、T3和T4的開(kāi)關(guān)狀態(tài)來(lái)實(shí)現(xiàn)子模塊的投入與切除，其具體工作狀態(tài)如表1所示。

由表1可知，子模塊CDCBSSM在正常工作時(shí)有以下4種工作狀態(tài)。

(1)當(dāng)T1和T3處于開(kāi)啟狀態(tài)而T2和T4處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電容C1和C2串聯(lián)投入，輸出電壓為UC1+UC2。

(2)當(dāng)T1和T4處于開(kāi)啟狀態(tài)而T2和T3處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電容C1投入、C2旁路，輸出電壓為UC1。

(3)當(dāng)T2和T3都處于開(kāi)啟狀態(tài)而T1和T4處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電容C1旁路、C2投入，輸出電壓為UC2。

(4)當(dāng)T2和T3處于開(kāi)啟狀態(tài)而T1和T4處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電容C1和C2都被旁路，輸出電壓為0，此時(shí)的子模塊為切除狀態(tài)。

由于T1和T2始終處于相反切換狀態(tài)，T3和T4始終處于相反切換狀態(tài)，且該子模塊可以單獨(dú)輸出任一電容電壓，在控制時(shí)類似于投切兩個(gè)半橋子模塊，故該拓?fù)涞目刂撇呗暂^為簡(jiǎn)單。正常工作時(shí)子模塊CDCBSSM的電流通路如圖2所示，圖中黃線和綠線分別代表流入子模塊電流的方向。

表1 CDCBSSM開(kāi)關(guān)狀態(tài)與輸出電壓Table 1 CDCBSSM switch status and output voltage

圖2 CDCBSSM正常工作時(shí)電流通路Fig.2 Current path during normal operation of CDCBSSM

1.3 故障電流通路

當(dāng)發(fā)生直流故障時(shí)，全部IGBT均應(yīng)立即閉鎖，此時(shí)雙向開(kāi)關(guān)型器件相當(dāng)于開(kāi)路，使得故障電流不能直接流到短路點(diǎn)，只能通過(guò)續(xù)流二極管D1和D3或D2和D8來(lái)將電容串入故障回路，之后由于電容電壓的反向鉗位作用迫使二極管偏置以實(shí)現(xiàn)阻斷故障電流的目的。當(dāng)所有IGBT閉鎖后根據(jù)瞬時(shí)電流流向的不同子模塊有兩種電流通路見(jiàn)圖3。

當(dāng)故障電流Ism>0時(shí)，故障電流通過(guò)續(xù)流二極管D1和D3將電容C1和C2串入回路見(jiàn)圖3(a)；當(dāng)故障電流Ism<0時(shí)，故障電流經(jīng)過(guò)續(xù)流二極管D2和D8將電容C1串入回路見(jiàn)圖3(b)。隨著回路中反向電容電壓的升高，通過(guò)反向電容電壓的鉗位作用迫使二極管轉(zhuǎn)換為偏置狀態(tài)繼而達(dá)到使故障電流迅速下降的目的。

如果僅考慮4個(gè)續(xù)流二極管和兩個(gè)直流電容，可將子模塊CDCBSSM在故障閉鎖期間的故障電流通路進(jìn)一步簡(jiǎn)化見(jiàn)圖4。

圖3 故障時(shí)子模塊內(nèi)電流通路Fig.3 Current path in the sub-module when fault occurs

圖4 故障電流通路簡(jiǎn)化圖Fig.4 Simplified diagram of fault current path

2 子模塊CDCBSSM故障阻斷機(jī)理分析

高壓直流輸電系統(tǒng)中的直流故障有單極接地、雙極短路和斷線等故障，僅分析危害更為嚴(yán)重的直流側(cè)發(fā)生雙極短路故障的情況。當(dāng)直流側(cè)發(fā)生故障時(shí)從保護(hù)系統(tǒng)檢測(cè)到故障到所有IGBT閉鎖之間會(huì)有一定時(shí)間的延時(shí)，所以整個(gè)過(guò)程分為IGBT閉鎖前和閉鎖后兩個(gè)階段。

2.1 閉鎖前

發(fā)生故障后，此時(shí)所有IGBT正常接受正常脈沖觸發(fā)開(kāi)關(guān)信號(hào)，子模塊電容處于放電狀態(tài)，其等效電路近似等效為二階放電回路，因?qū)τ诖诉^(guò)程的相關(guān)研究成果較多，故主要研究閉鎖后的過(guò)程。

2.2 閉鎖后

當(dāng)所有IGBT接受關(guān)斷的脈沖觸發(fā)開(kāi)關(guān)信號(hào)后進(jìn)入閉鎖狀態(tài)，子模塊電容由放電狀態(tài)轉(zhuǎn)為充電狀態(tài)，迫使回路電流逐漸下降，隨著電容電壓逐漸升高，當(dāng)電流變?yōu)榱銜r(shí)，二極管轉(zhuǎn)換為反向偏置狀態(tài)，故障電流因此被切斷。

根據(jù)故障電流方向，有兩種故障電流通路，以A相和B相為例對(duì)閉鎖后故障電流的阻斷特性進(jìn)行分析。假設(shè)初始瞬間故障電流的方向?yàn)橛葾相流向B相，則換流器內(nèi)部電流路徑如圖5中黃線所示，此時(shí)故障電流的路徑由2N個(gè)續(xù)流二極管D1、D3與電容C1、C2串聯(lián)而成。根據(jù)KVL，可得故障通路的電壓方程為

UAB=2N(UDS+UCS)-Ur

(1)

式(1)中：UAB為交流側(cè)A、B相之間的線電壓；Ur為發(fā)生雙極短路故障后直流側(cè)正負(fù)極之間的剩余電壓；UDS為換流器閉鎖后單個(gè)子模塊中二極管D1、D3的電壓之和；UCS為單個(gè)子模塊中電容C1與C2的電壓之和。其中電容電壓C1、C2滿足的關(guān)系式為

(2)

因此，兩個(gè)二極管D1和D3的電壓為

(3)

圖5 閉鎖后MMC內(nèi)部故障電流通路Fig.5 MMC internal fault current path after blocking

又因?yàn)楫?dāng)系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)，直流母線電壓和交流系統(tǒng)線電壓及殘壓Ur滿足關(guān)系式為

(4)

式(4)中：m為電壓調(diào)制系數(shù)，m<1。

然后可得

(5)

由式(5)可知，二極管 D1、D3不能同時(shí)導(dǎo)通，即使有電流流過(guò)也會(huì)因承受反壓而關(guān)斷，故障電流因此而被阻斷。

同樣，當(dāng)初始瞬間故障電流的方向?yàn)橛葿相流向A相，則換流器內(nèi)部電流路徑由2N個(gè)二極管D2、D8和電容C1串聯(lián)而成見(jiàn)圖5中綠線，根據(jù)KVL，可得故障通路的電壓方程為

UBA=2N(UDS+UC1)+Ur

(6)

式(6)中：UBA為交流系統(tǒng)中B相和A相之間的線電壓；Ur為發(fā)生雙極短路故障后直流側(cè)正極負(fù)極之間的剩余電壓；UDS為換流器閉鎖后單個(gè)子模塊中二極管D2、D8的電壓之和；UC1為單個(gè)子模塊中電容C1的電壓。

(7)

從式(7)可以得出結(jié)論，二極管 D2、D8不能同時(shí)導(dǎo)通，即使有電流流過(guò)也會(huì)因承受反壓而關(guān)斷，故障電流因此而被阻斷。

綜上所述，在閉鎖狀態(tài)下，無(wú)論故障電流的初始方向如何，由于電容提供的反向電壓迫使所有二極管都會(huì)轉(zhuǎn)換為偏置狀態(tài)，從而使故障電流迅速衰減至零。因此，提出的CDCBSSM換流器子模塊拓?fù)渚哂锌焖僮钄嘀绷鞴收想娏鞯哪芰Α?/p>

3 器件電壓應(yīng)力及經(jīng)濟(jì)性分析

3.1 器件電壓應(yīng)力分析

為了在工程中有更好的實(shí)際應(yīng)用，有必要對(duì)提出的子模塊拓?fù)渲泄β势骷碾妷簯?yīng)力進(jìn)行分析。由于T1和D1、T2和D2、T3和D3都是并聯(lián)的，所以只需要分析D1、D2、D3、T4和D8的電壓應(yīng)力。

在正常運(yùn)行時(shí)，二極管D8始終處于關(guān)斷狀態(tài)，對(duì)圖2分析可知：當(dāng)輸出電壓為UC1+UC2時(shí)，D1與D3的電壓為0，D2承受電容電壓UC1，T4承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2；當(dāng)輸出電壓為UC1時(shí)，D1與T4的電壓為0，D2承受電容電壓UC1，D3承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2；當(dāng)輸出電壓為UC2時(shí)，D2與D3的電壓為0，D1承受電容電壓UC1，T4承受電壓為UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2；當(dāng)輸出電壓為0時(shí)，D2與T4的電壓為0，D1承受電容電壓UC1，D3承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2。

從上述分析可知，正常運(yùn)行期間，改進(jìn)型子模塊中二極管D1、D2、D3、T4、D8等功率器件的電壓應(yīng)力可表示為

(8)

在故障閉鎖期間，對(duì)圖3分析可知：當(dāng)故障電流為正向時(shí)，D1與D3的電壓為0，D2承受電容電壓UC1，T4承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2，故此時(shí)D2、T4與D8的電壓應(yīng)力可表示為

(9)

當(dāng)故障電流為反向時(shí)，D2和D8的電壓為0，D1承受電容電壓UC1，T4承受電容電壓UC2，D3承受電容電壓UC1+UC2，故此時(shí)D1、T4與D3的電壓應(yīng)力可表示為

(10)

從上述分析可知，故障閉鎖期間，改進(jìn)型子模塊中續(xù)流二極管D1、D2、D3和鉗位二極管D8等功率器件的電壓應(yīng)力可表示為

(11)

3.2 投資成本分析

MMC子模塊的投資成本主要與電容及功率器件的數(shù)量有關(guān)，而功率器件的成本還與其額定電壓的大小有關(guān)，在其余系統(tǒng)參數(shù)均相同的情況下，將從子模塊單位電容下所需功率器件數(shù)量的角度進(jìn)行對(duì)比分析。通過(guò)對(duì)功率器件電壓應(yīng)力分析可知，二極管D3與D8的電壓應(yīng)力為2UC，其余功率器件的電壓應(yīng)力均為UC，故將子模塊中電壓應(yīng)力為2UC的功率器件等效為兩個(gè)串聯(lián)的電壓應(yīng)力為UC的功率器件。表2對(duì)比了不同子模塊單位電容下所使用功率器件的數(shù)量。

表2 單位電容所需功率器件Table 2 Power devices required for unit capacitances

由表2分析可知，F(xiàn)BSM單位電容下所需的IGBT數(shù)為4，其投資成本明顯高于其他子模塊，而CDCBSSM單位電容所需IGBT僅為2，比其余子模塊都低，但由于其使用雙向開(kāi)關(guān)型器件導(dǎo)致拓?fù)渲泻休^多的二極管，將二極管的成本也考慮在內(nèi)構(gòu)建其附加成本CF表達(dá)式為

CF=NI+QND

(12)

式(12)中：NI為單位電容下IGBT數(shù)；ND為單位電容下二極管數(shù)；Q為二極管相對(duì)于IGBT的價(jià)格之比，取值 0.25。經(jīng)過(guò)計(jì)算得到FBSM、CDSM、DCBSSM和CDCBSSM的附加成本分別為5、3.375、5和3.25，由此可知，CDCBSSM在具備故障電流阻斷能力的同時(shí)，其投資附加成本也較低，具有良好的經(jīng)濟(jì)性。

4 仿真驗(yàn)證與分析

4.1 仿真模型

為了驗(yàn)證所提MMC子模塊CDCBSSM在發(fā)生故障時(shí)的直流故障電流阻斷的能力及有效性，在MATLAB/Simulink仿真平臺(tái)上構(gòu)建了單端7電平高壓直流輸電模型見(jiàn)圖6，仿真參數(shù)見(jiàn)表3。

圖6 仿真模型Fig.6 Simulation model

表3 仿真參數(shù)Table 3 Simulation parameters

受限于仿真速率，仿真模型的系統(tǒng)容量很小，但得出的結(jié)論也適用于更大容量的高壓直流輸電系統(tǒng)。

4.2 雙極短路故障仿真分析

主要針對(duì)所提子模塊CDCBSSM在高壓直流輸電系統(tǒng)中發(fā)生最為嚴(yán)重的雙極短路故障時(shí)的表現(xiàn)進(jìn)行分析。仿真模型設(shè)置故障發(fā)生在t=0.605 s，故障檢測(cè)與發(fā)出子模塊閉鎖信號(hào)的反應(yīng)延遲為0.002 s，子模塊閉鎖發(fā)生在t=0.605 2 s。

圖7為基于所提拓?fù)銫DCBSSM的MMC換流器實(shí)現(xiàn)的直流故障阻斷的仿真波形，圖7(a)為交流電壓，在換流器閉鎖前后無(wú)明顯變化。圖7(b)、圖7(c)分別為交流電流和直流電流，不難看出在檢測(cè)出故障后、換流器閉鎖前兩者均迅速增加，待換流器閉鎖后因接入故障回路的電容產(chǎn)生的反向電壓迫使兩者均迅速衰減至0。圖7(d)為直流電壓，很明顯該電壓在換流器閉鎖后迅速跌落至0。圖7(e)為A相上橋臂子模塊的電容電壓，其中SMi(i=1、2、3)為上橋臂第i個(gè)子模塊，換流器閉鎖后短時(shí)間內(nèi)子模塊電容處于充電狀態(tài)，電壓持續(xù)升高，待故障電流衰減至0后迫使二極管轉(zhuǎn)換為偏置狀態(tài)，從而切斷故障電流回路，之后電容電壓基本上保持不變。

圖8為所提子模塊拓?fù)銫DCBSSM中器件T1、T2、T3、T4以及D8的電壓波形?？梢钥闯觯谡＿\(yùn)行時(shí)T1、T2最大電壓為1 kV，最小電壓為0，T3、T4的最大電壓為1 kV，最小電壓為0，D8的最大電壓為2 kV，最小電壓為1 kV。在發(fā)生直流故障且換流器閉鎖后，D8導(dǎo)通瞬間，電容C1轉(zhuǎn)為充電狀態(tài)，T1電壓逐漸上升但未超過(guò)單個(gè)電容的電壓，T2電壓為0，T3、T4電壓迅速上升，T3最大值為2 kV未超過(guò)單個(gè)電容電壓的兩倍，T4最大值為1 kV，隨后電容電壓迫使鉗位二極管D8轉(zhuǎn)換為反向偏置狀態(tài)繼而切斷故障電流通路，此后各電壓呈周期變化。通過(guò)分析仿真波形結(jié)果表明與前文理論分析基本相符。

5 結(jié)論

針對(duì)擁有直流故障清除能力的子模塊拓?fù)銬CBSSM存在輸出電平低的問(wèn)題，提出了一種可以多輸出一個(gè)電平且能夠阻斷直流故障電流的子模塊拓?fù)銫DCBSSM，闡述了它的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模式，并分析了該子模塊的直流故障阻斷機(jī)理和各器件的電壓應(yīng)力及投資成本，最后基于仿真平臺(tái)搭建了單端高壓直流輸電模型對(duì)該子模塊的故障電流阻斷能力和有效性進(jìn)行了驗(yàn)證與分析，得出以下結(jié)論。

圖7 直流故障仿真結(jié)果Fig.7 DC fault simulation results

圖8 器件電壓應(yīng)力仿真結(jié)果Fig.8 Device voltage stress simulation results

(1) 該子模塊具有2個(gè)電容，可輸出3個(gè)電平，其控制方式簡(jiǎn)易，類似于投切兩個(gè)半橋子模塊。

(2) 在考慮了各器件的電壓應(yīng)力之后，該子模塊與類似拓?fù)湎啾热跃哂幸欢ǖ慕?jīng)濟(jì)性。

(3) 仿真結(jié)果證明該子模塊擁有切斷直流故障電流的能力且閉鎖后電容電壓仍能穩(wěn)定在一定范圍。

(4) 該子模塊的實(shí)際應(yīng)用尚且有待分析討論與驗(yàn)證，但對(duì)實(shí)際故障電流阻斷方面具有一定的理論研究?jī)r(jià)值。