畢魯飛，張文杰，吝伶艷，秦偉，宋建成

(太原理工大學(xué) 煤礦電氣設(shè)備與智能控制山西省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，太原 030024)

0 引 言

磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)克服了傳統(tǒng)有線充電方式在安全性，靈活性，通用性等方面的不足，已經(jīng)在電動(dòng)汽車、消費(fèi)類電子、工業(yè)自動(dòng)化以及生物醫(yī)學(xué)等諸多領(lǐng)域發(fā)揮了不可或缺的作用[1]。與此同時(shí)，效率，成本，電磁安全等問(wèn)題又極大地限制了磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸技術(shù)的進(jìn)一步發(fā)展。

磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)由高頻電源、補(bǔ)償結(jié)構(gòu)、磁耦合結(jié)構(gòu)以及整流濾波四部分構(gòu)成，見(jiàn)圖1。其中，高頻電源主要由有源功率因數(shù)校正和全橋逆變兩部分組成[2]，其作用主要是產(chǎn)生高頻交流電壓，以補(bǔ)償磁耦合結(jié)構(gòu)間微亨級(jí)別的互感值。補(bǔ)償結(jié)構(gòu)主要有SS，SP，PS和PP四種基本補(bǔ)償結(jié)構(gòu)[3]，其作用主要是減少對(duì)高頻電源的容量要求以及提高系統(tǒng)的輸出功率。磁耦合結(jié)構(gòu)的作用主要是將電能轉(zhuǎn)變成磁場(chǎng)能量傳遞到負(fù)載側(cè)，目前處于研究主流的結(jié)構(gòu)主要有圓形、正方形、DD以及BPP等幾種結(jié)構(gòu)[4-10]。整流濾波部分的作用主要是對(duì)負(fù)載進(jìn)行直流充電。

圖1 磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)

針對(duì)磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)的大多數(shù)文獻(xiàn)，在傳輸效率問(wèn)題上僅考慮磁耦合結(jié)構(gòu)的損耗[11]。而實(shí)際中，高頻電源以及整流濾波部分的損耗也在很大程度上限制了傳輸效率的提高。將在預(yù)定效率以及恒定功率條件下計(jì)算磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)各部分的損耗與互感之間的關(guān)系，尋求滿足系統(tǒng)要求的互感值。

1 損耗分析

由于串串補(bǔ)償結(jié)構(gòu)所具有的恒流源特性以及較為簡(jiǎn)便和穩(wěn)定的補(bǔ)償電容值，使得其成為磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)中最為普遍的一種補(bǔ)償方式。在采用串串補(bǔ)償結(jié)構(gòu)時(shí)，對(duì)系統(tǒng)功率和效率影響最大的是一二次側(cè)磁盤之間的互感值。下面的分析將在預(yù)定效率和恒定功率條件下計(jì)算磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)中各部分的損耗，得出預(yù)定效率時(shí)所需的互感值。由于SiC材料的開關(guān)器件具有超低的損耗，超短的反向恢復(fù)時(shí)間以及較低的冷卻要求等優(yōu)勢(shì)，因此文中的損耗計(jì)算皆是針對(duì)SiC材料的肖特基二極管和MOS管。

對(duì)于輸出功率為Pout的無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)，若預(yù)定其整體效率為η，則系統(tǒng)的整體損耗為：

(1)

1.1 二次側(cè)整流濾波電路的損耗

對(duì)于二次側(cè)的全橋整流濾波電路，其損耗主要由二極管的導(dǎo)通損耗和換向損耗二部分組成。其整流二極管的導(dǎo)通損耗為：

(2)

式中VF1為二極管的前向?qū)妷?；I2-pk為二次側(cè)線圈輸出正弦電流的幅值；IL為負(fù)載的充電電流；ω0為系統(tǒng)工作角頻率；T0為二次側(cè)線圈輸出正弦電流的周期。同時(shí)，整流二極管的換向損耗[12]為：

(3)

式中RL為負(fù)載的阻值；QC1為二次側(cè)整流二極管的充電電荷；f0為系統(tǒng)工作頻率。

1.2 有源功率因數(shù)校正電路的損耗

高頻電源主要由有源功率因數(shù)校正電路和全橋高頻逆變電路兩部分組成。當(dāng)系統(tǒng)性能下降時(shí)，可以通過(guò)調(diào)節(jié)占空比控制有源功率因數(shù)校正電路的輸出直流電壓來(lái)使得系統(tǒng)輸出端的電壓電流或者功率恒定。對(duì)于圖2中的有源功率因數(shù)校正電路，其損耗主要由整流電路中二極管的導(dǎo)通損耗和升壓電路中開關(guān)管的導(dǎo)通損耗、換向損耗以及升壓電路中二極管的導(dǎo)通損耗、換向損耗組成。

圖2 有源功率因數(shù)校正電路

其整流電路中二極管的導(dǎo)通損耗為:

(4)

式中VF2為一次側(cè)整流電路中二極管的前向?qū)妷海籙in為系統(tǒng)輸入電壓；Iin為系統(tǒng)輸入電流；ωin為工頻角頻率；Tin為工頻周期；fin為工頻頻率。

對(duì)于升壓電路中MOS管的換向損耗，主要是依據(jù)其datasheet中在標(biāo)準(zhǔn)漏極電流ILOU-N和標(biāo)準(zhǔn)漏源電壓ULOUYUAN-N時(shí)的開通損耗Eon和關(guān)斷損耗Eoff進(jìn)行計(jì)算[13]，其大小為:

(5)

式中ILOU為MOS管導(dǎo)通時(shí)刻的漏極電流；ULOUYUAN為MOS管關(guān)斷時(shí)刻漏極和源級(jí)之間的電壓。同時(shí)，升壓電路中MOS管的導(dǎo)通損耗為：

(6)

式中Ron1為MOS管的導(dǎo)通電阻；Udc為輸出的直流電壓；D(t)為MOS管的占空比。

升壓電路中二極管的導(dǎo)通損耗為：

(7)

式中VF3為升壓電路中二極管的前向?qū)妷?。同時(shí)升壓電路中二極管的換向損耗為：

P7=0.25QC2·Udc·fshengya

(8)

式中QC2為升壓電路中二極管的充電電荷；fshengya為升壓電路中MOS管的工作頻率。

1.3 高頻逆變電路的損耗

對(duì)于圖3中的高頻逆變電路，通過(guò)調(diào)節(jié)其移相角，可以維持輸出功率的恒定。其損耗主要由開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，換向損耗以及續(xù)流二極管的導(dǎo)通損耗和換向損耗組成。

圖3 高頻逆變電路

MOS管的換向損耗同式(5)的計(jì)算過(guò)程相似，其大小為：

(9)

MOS管的導(dǎo)通損耗為：

(10)

式中Ron2為MOS管的導(dǎo)通電阻；M為一二次側(cè)磁盤結(jié)構(gòu)之間的互感值。

續(xù)流二極管的導(dǎo)通損耗為：

(11)

式中φ為移相角;VF4為續(xù)流二極管的前向?qū)妷?。同時(shí)，續(xù)流二極管的換向損耗為：

(12)

式中QC3為續(xù)流二極管的充電電荷。

1.4 磁耦合結(jié)構(gòu)的損耗

對(duì)于圖4中的串串補(bǔ)償結(jié)構(gòu)即一二次側(cè)端補(bǔ)償電容與線圈電感的連接方式皆為串聯(lián)形式，其損耗主要由一次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的損耗和二次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的損耗兩部分組成。

圖4 串串補(bǔ)償結(jié)構(gòu)

其一次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的功率損耗的大小為：

(13)

式中I1為流入一次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的電流；R1為一次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的損耗電阻。同時(shí)二次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的功率損耗約為：

(14)

式中I2為流入二次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的電流；R2為二次側(cè)磁耦合結(jié)構(gòu)的損耗電阻。

綜合可得總損耗即為：

(15)

由式(15)可得在滿足系統(tǒng)恒定功率和預(yù)定效率要求下的互感值。

2 仿真計(jì)算

在仿真計(jì)算中，為了簡(jiǎn)便忽略有源功率因數(shù)校正電路的損耗。在MATLAB中計(jì)算磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)高頻電源，磁耦合結(jié)構(gòu)以及整流濾波等各部分的功率損耗，各部分器件參數(shù)指標(biāo)見(jiàn)第三部分。經(jīng)計(jì)算可知在功率為1 000 W，效率為85%的指標(biāo)要求下所需要的互感值為36 μH。與此同時(shí)系統(tǒng)各部分的損耗見(jiàn)表1。

磁盤結(jié)構(gòu)采用800股直徑為4 mm的利茲線繞制，其形狀為平面圓形，當(dāng)一次側(cè)線圈外半徑為0.3 m，二次側(cè)線圈外半徑為0.2 m時(shí)，一二次側(cè)磁盤之間的互感與匝數(shù)的關(guān)系見(jiàn)圖5。

由上圖可知在功率為1 000 W，效率為85%的指標(biāo)要求下所需要的匝數(shù)為14匝。

表1 系統(tǒng)各部分損耗值

圖5 互感值隨匝數(shù)的變化關(guān)系

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中，采用Chroma型號(hào)為62050H-600的直流電源代替一次側(cè)有源功率因數(shù)校正電路，其最大輸出直流電壓為600 V，最大輸出直流電流為8.5 A。單相全橋逆變模塊由兩個(gè)型號(hào)為EVAL-1EDC20H12AH-SIC的半橋組成，其MOS管的導(dǎo)通電阻為0.045 Ω；MOS管在漏極電源電壓為800 V，漏極電流為20 A時(shí)的開通損耗和關(guān)斷損耗分別為280 μJ和70 μJ；其MOS管體二極管的前向?qū)妷簽?.1 V，充電電荷QC為0.15 μC。二次側(cè)整流濾波電路中的二極管采用SCS240AE2HR，其前向?qū)妷簽?.35 V，充電電荷QC為0.031 μC。逆變電路移相角控制采用DSP 28335控制器。對(duì)于互感的測(cè)量采用LCR TH2827A測(cè)量?jī)x[14]。所搭建的系統(tǒng)見(jiàn)圖6。系統(tǒng)參數(shù)指標(biāo)見(jiàn)表2。

由第二部分計(jì)算可知線圈磁盤繞制的匝數(shù)為14匝，LCR測(cè)量?jī)x測(cè)量出的互感值為35.95 μH，磁盤未錯(cuò)位時(shí)系統(tǒng)效率為84.7%，達(dá)到了功率為1 000 W，效率為85%的指標(biāo)要求。在磁盤發(fā)生錯(cuò)位時(shí)通過(guò)改變高頻逆變電路的移相角維持輸出功率恒為1 000 W，其傳遞效率以及移相角在發(fā)生錯(cuò)位時(shí)的變化情況見(jiàn)圖7。

圖6 無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)

表2 系統(tǒng)各參數(shù)指標(biāo)

圖7 錯(cuò)位時(shí)移相角和效率的變化情況

圖7中可以看出，在90 mm的錯(cuò)位范圍內(nèi)，其效率由0.847下降到了0.842。逆變的移相角由36.59°下降到了34.49°。當(dāng)錯(cuò)位程度超過(guò)90 mm后，其效率和移相角的下降速度都在加快。

4 結(jié)束語(yǔ)

文章在充分考慮磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)中高頻電源、補(bǔ)償結(jié)構(gòu)、磁耦合結(jié)構(gòu)和整流濾波四部分損耗的情況下，通過(guò)預(yù)定效率和恒定功率計(jì)算出磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)各部分損耗與互感之間的關(guān)系，尋求滿足系統(tǒng)指標(biāo)要求的互感值。最后搭建了一套傳輸功率為1 000 W，傳遞效率為85%的無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)，驗(yàn)證了文中損耗計(jì)算方法的準(zhǔn)確性。文中的研究結(jié)果為磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)的分析及性能改善起到積極推動(dòng)作用。