張偉， 沈迎， 黃策， 楊沛豪， 李志鵬， 兀鵬越

(1.國家能源集團山東電力有限公司，山東 濟南 250101；2.國家能源費縣發(fā)電有限公司，山東 臨沂 276001； 3.西安熱工研究院有限公司，陜西 西安 710054)

0 引 言

作為我國能源變革關鍵技術之一的儲能技術，因其可以為電網(wǎng)提供調(diào)峰、調(diào)頻和應急響應等多種輔助服務，近年來受到了業(yè)內(nèi)的廣泛關注[1-2]。為了實現(xiàn)采用電壓型換流器的儲能系統(tǒng)友好型并網(wǎng)，為電網(wǎng)提供穩(wěn)定電壓和頻率支撐，需要開展儲能換流器控制策略研究[3-4]。諧波污染是儲能并網(wǎng)必須要解決的問題。并網(wǎng)電壓、電流波形的畸變會對沿途線路造成電磁干擾，增加負載的運行負擔，嚴重時會對電網(wǎng)的安全、可靠運行造成嚴重損害。因此，對儲能并網(wǎng)的諧波電流進行準確檢測，并且有效抑制是至關重要的[5]。

文獻[6-7]將二階高通濾波器應用到并網(wǎng)逆變并網(wǎng)系統(tǒng)中，對濾波器元器件即電容、電感和電阻進行選型，提出一種根據(jù)并網(wǎng)逆變器輸出功率的濾波電路硬件配置方案。文獻[8-9]提出一種基于LC型虛擬同步發(fā)電機并網(wǎng)模型，分析了光伏發(fā)電輸出側(cè)電流與諧波諧振的關系，同時為了有效抑制諧波引起的諧振，引入虛擬阻抗計算方法和一種儲能虛擬同步發(fā)電機(virtual synchronous generators,VSG)控制策略，提出一種在傳統(tǒng)比例積分(proportional intergral, PI)控制算法上添加比例復數(shù)積分來抑制諧波的方法。該方法是一種組合諧波抑制方法，能夠有效抑制并網(wǎng)電流的低次諧波，減小穩(wěn)態(tài)誤差，雖然降低了特定次諧波，但需要增加極點個數(shù)，會導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。文獻[10-11]提出一種電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的控制方法，其中在電壓外環(huán)中引入數(shù)字陷波器和在電流內(nèi)環(huán)中引入預測控制算法，該方法能夠有效抑制直流電壓逆變到交流側(cè)的三次諧波。文獻[12-13]在有源電力濾波器的并聯(lián)之路上并聯(lián)電感、電容，通過應用混合型有源電力濾波器對電網(wǎng)諧波進行抑制，具有良好的效果。

本文首先論述儲能三相并網(wǎng)逆變器電路的拓撲結(jié)構及傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制方法；接著結(jié)合多重比例諧振控制，提出一種基于PI+MPR策略的并網(wǎng)逆變器控制方案，通過在并網(wǎng)系統(tǒng)中加入5次、7次諧波，證明其對并網(wǎng)電流中特定低次諧波具有較好的抑制能力。最后通過MATLAB/Simulink進行仿真，來驗證本文所提方法的有效性。

1 儲能并網(wǎng)逆變器拓撲及控制方法

儲能系統(tǒng)LCL型三相并網(wǎng)逆變器結(jié)構如圖1所示。

圖1 儲能系統(tǒng)LCL型三相并網(wǎng)逆變電路拓撲結(jié)構圖

圖1中：Udc為儲能直流側(cè)母線電壓；Cdc為直流側(cè)穩(wěn)壓電容；u為儲能并網(wǎng)逆變器輸出電壓；uC為電容兩端電壓；ug為網(wǎng)側(cè)電壓；i1為儲能并網(wǎng)逆變器輸出電流；iC為流經(jīng)電容電流；i2為網(wǎng)側(cè)電流；L1為逆變器側(cè)電感；R1為逆變器側(cè)電感串聯(lián)等效電阻；L2為網(wǎng)側(cè)電感、R2為網(wǎng)側(cè)電感串聯(lián)等效電阻。

儲能LCL型三相并網(wǎng)逆變器通常采用網(wǎng)側(cè)電流反饋閉環(huán)控制，其控制系統(tǒng)原理如圖2所示，忽略電感側(cè)串聯(lián)等效電阻的影響。

圖2 儲能系統(tǒng)LCL型逆變器網(wǎng)側(cè)電流反饋閉環(huán)控制原理圖

圖2中：Gc(s)為儲能并網(wǎng)逆變器電流閉環(huán)控制的傳遞函數(shù)；KPWM為逆變電路放大倍數(shù)；H為電流反饋系數(shù)。在儲能并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)中，PI控制作為一種較常采用的方法，具有快速跟蹤給定電流的能力，但對低次諧波的抑制能力較弱。

2 并網(wǎng)電流諧波抑制方案

2.1 改進比例諧振控制

比例-諧振控制(proportional resonance，PR)能夠引起特定次頻率的諧振，增大該頻率處的增益幅值，適合控制交流信號，在并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)中具有良好的諧波抑制能力。傳統(tǒng)PR控制器的傳遞函數(shù)公式可以寫成：

(1)

式中：KP為比例系數(shù)；KR為諧振系數(shù)；ωc為截止頻率；s為拉普拉斯算子。傳統(tǒng)PR控制在諧振頻率ωc處的幅值增益最大，該頻率處的相位為0，但在特定次頻率處的幅值增益并不是很大，因此需要對式(1)進行改進，得到一種改進型比例諧振控制器。傳遞函數(shù)可以寫成：

(2)

式中：ω0為諧振頻率。根據(jù)以上分析可以得到比例諧振控制和改進型比例諧振控制的幅頻特性曲線，如圖3所示。

圖3 兩種比例-諧振控制傳遞函數(shù)Bode圖

由圖3(a)、圖3(b)可以看出：當參數(shù)KP、KR、ωc和ω0完全相同時，相比于傳遞函數(shù)GPR1，傳遞函數(shù)GPR2在諧振頻率處的幅值增益較大，相角范圍更寬，能夠?qū)μ囟ù晤l率信號準確跟蹤。

2.2 MPR控制

MPR控制可以在特定頻率處發(fā)生諧振，抑制并網(wǎng)電流中的5次、7次特定次諧波。MPR的傳遞函數(shù)可以寫成：

(3)

圖4 MPR控制算法結(jié)構框圖

式中：ωi為特定次諧振頻率。MPR控制算法結(jié)構框圖可由圖4表示。

3 PI+MPR控制策略

傳統(tǒng)儲能逆變電路采用PI電流環(huán)控制，該控制策略通常是將正弦信號轉(zhuǎn)換到dq旋轉(zhuǎn)坐標系下，再對dq指令信號進行跟蹤，PI電流環(huán)控制結(jié)構如圖5所示。

圖5中：GPI為PI控制的傳遞函數(shù)。

(4)

正弦三相交流信號的誤差在αβ兩相靜止坐標系下可以寫成eα(t)、eβ(t)，經(jīng)過Park變換后可以得到dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下的輸出信號，之后通過PI控制器，經(jīng)過Park逆變換，最后變換到

圖5 dq旋轉(zhuǎn)坐標系下PI電流閉環(huán)控制原理圖

αβ兩相靜止坐標系下的輸出信號uα(t)、uβ(t)。

雖然PI控制器能夠?qū)Σ⒕W(wǎng)電流準確跟蹤，但對低次諧波的抑制能力卻較弱。將MPR應用到PI電流環(huán)控制系統(tǒng)中，在保證了系統(tǒng)動態(tài)特性的同時，抑制了特定低次諧波的影響?；赑I+MPR控制算法的LCL并網(wǎng)逆變器控制原理如圖6所示。

圖6 基于PI+MPR控制算法的逆變器控制原理圖

在PI+MPR控制系統(tǒng)中，由于dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標系的電流存在相互耦合，因此，需要對d軸電流和q軸電流進行解耦，解耦電路的等效設計框圖?；赑I+MPR控制算法的逆變器控制結(jié)構如圖7所示。

圖7 基于PI+MPR控制算法的逆變器控制結(jié)構圖

圖7中：dJO、qJO為等效之后的解耦項表達式，其表達式可以寫成：

(5)

(6)

式中：Dd(s)、Dq(s)為周期性的交流干擾信號在d軸、q軸上的分量。PI控制能夠?qū)崿F(xiàn)對直流參考電流的無誤差跟蹤，MPR控制可以對儲能系統(tǒng)并網(wǎng)電流中5次、7次等低次諧波進行有效抑制。同時，兩個控制器的動態(tài)響應完全一致，不用對相角補償就可以保證儲能并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運行。

4 仿真分析

為了驗證所提出方法的有效性，在MATLAB/Simulink搭建了儲能三相并網(wǎng)逆變器仿真試驗平臺，設開關頻率為10 kHz、直流母線電壓Udc=80 V、直流母線側(cè)電容Cdc=4 700 μF、逆變器測電容Cf=20 μF、L1=5 mH、L2=0.5 mH。為了驗證所提方法的諧波抑制能力，在仿真中加入3%的5次諧波和3%的7次諧波，此時并網(wǎng)電流中的總諧波畸變率為7.23%。

為了驗證PI+MPR控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性，對PI+MPR控制器的傳遞函數(shù)進行Nyquist分析，控制器的傳遞函數(shù)Nyguist波形如圖8所示。

圖8 PI+MPR控制器傳遞函數(shù)的Nyquist波形圖

圖8中：灰色圓形曲線為穩(wěn)定區(qū)間，當控制器傳遞函數(shù)的Nyquist曲線在穩(wěn)定區(qū)間內(nèi)部時，系統(tǒng)穩(wěn)定。因此，可以得出PI+MPR控制系統(tǒng)為一個穩(wěn)定的控制系統(tǒng)的結(jié)論。圖9為PI、PI+

圖9 兩種控制系統(tǒng)下的并網(wǎng)電流仿真波形

MPR兩種控制方案下的的并網(wǎng)電流仿真波形。

比較圖9(a)和圖9(b)可以看出：當向并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)中注入5次、7次諧波時，PI+MPR控制系統(tǒng)下的并網(wǎng)電流波形光滑，正弦特性明顯優(yōu)于傳統(tǒng)PI控制系統(tǒng)下的并網(wǎng)電流波形。

圖10為PI、PI+MPR兩種控制方案下的的A相并網(wǎng)電流THD分析。

圖10 兩種控制系統(tǒng)下的A相并網(wǎng)電流諧波畸變率

比較圖10(a)和圖10(b)可以看出：當向并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)中注入5次、7次諧波時，PI控制系統(tǒng)下的A相并網(wǎng)電流THD=7.71%，不能滿足并網(wǎng)要求；而PI+MPR控制系統(tǒng)下的THD=2.03%，滿足并網(wǎng)要求，且5次、7次諧波明顯降低。

5 結(jié)束語

為了抑制儲能并網(wǎng)電流中的低次諧波，本文提出一種PI+MPR控制算法，相比于傳統(tǒng)PI電流環(huán)逆變器控制方法，該控制算法在保證儲能并網(wǎng)電流動態(tài)響應的同時，還能夠抑制網(wǎng)側(cè)電流中的諧波。根據(jù)仿真波形分析，本文所提方案可以對5次、7次等特定低次諧波進行消除，具有較好的實用性。