袁曼曼，王海云，2，王維慶，2，武家輝，2

（1.新疆大學 電氣工程學院，新疆 烏魯木齊 830047；2.可再生能源發(fā)電與并網(wǎng)控制教育部工程研究中心，新疆 烏魯木齊 830047）

0 引言

近年，海上風電得到了迅速的發(fā)展[1]。海上風電場離岸距離越來越遠，由交流海底電纜引起的無功電壓、電流等問題越來越難以忽視[2]。柔性直流輸電在遠距離、大容量輸電時優(yōu)勢明顯[3]，不會出現(xiàn)換相失敗，且輸出波形質(zhì)量高，可以對系統(tǒng)的有功、無功進行獨立控制[4]。因此，海上風電場采用柔性直流輸電技術進行電能傳輸、并網(wǎng)是重要的發(fā)展趨勢。

模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter，MMC）以其諧波低、效率高、耐壓性好、輸出電能質(zhì)量高、易構成多端等優(yōu)異的性能，被廣泛應用在大功率和高壓場合，特別是在高壓直流（High Voltage Direct Current，HVDC）場合[5]，[6]。目前Trans Bay Cable、上海南匯、南澳三端等多個國內(nèi)外風電場工程項目都采用MMC-HVDC進行電能的傳輸和并網(wǎng)。但海上風電采用MMC-HVDC進行系統(tǒng)的電能傳輸與并網(wǎng)時，海上風電場的中壓交流海底集電系統(tǒng)在與MMC換流站連接前，通常經(jīng)交流變壓器先升壓，再通過高壓交流電纜與海上MMC換流站連接，大大增加了海上平臺的面積和重量[7]，[8]。文獻[9]研究發(fā)現(xiàn)，MMC調(diào)制比在0～1時，可以很好地連接低壓交流系統(tǒng)和高壓直流系統(tǒng)。因此，為了簡化系統(tǒng)的電路變換環(huán)節(jié)，減小海上平臺的體積和重量，本文采用低調(diào)制比的MMC，直接連接中壓交流海底集電系統(tǒng)和高壓直流傳輸系統(tǒng)。MMC在低調(diào)制比工作下系統(tǒng)損耗增加、效率降低，對系統(tǒng)具有危害的環(huán)流增加，子模塊電容電壓波動增大，從而引起輸出電壓不穩(wěn)定[10]。但文獻[11]研究表明，MMC輸出電壓的波動率的變化對電容電壓波動率的變化并不敏感，并通過大量的仿真得出即使MMC的電容電壓波動率達到75%，MMC也能穩(wěn)定運行，并不影響對輸出交流側或直流側的控制。文獻[12]提到當MMC的電壓調(diào)制比從1降到0.2時，雖然系統(tǒng)損耗增加一倍，但效率可以保持在98%左右。

與其他的換流器相比，MMC在效率方面仍然具有優(yōu)越性，低電壓調(diào)制比MMC具有能量雙向流動，更易構成多端、諧波教小，本文所提方案省去了交流變壓器，在成本上也有一定的優(yōu)勢。但是低調(diào)制比下運行時，MMC環(huán)流將引入大量低頻諧波，從而增加系統(tǒng)損耗、減少開關器件壽命，降低系統(tǒng)性能及穩(wěn)定性[13]。因此本文對低電壓調(diào)制比狀態(tài)下MMC的能量波動和環(huán)流進行了分析，并提出了基于準比例諧振 （Quasi-Proportional Resonance，QPR）的環(huán)流抑制措施，最后通過PSCAD/EMTDC進行了仿真驗證。

1 MMC拓撲結構與數(shù)學模型分析

MMC主電路的拓撲結構如圖1所示。

圖1 MMC拓撲結構Fig.1 Structure of modular multilevel converter

MMC由3相、6橋臂構成。橋臂電感L0和N個結構、工作特性完全一致的子模塊（Submodule,SM）級聯(lián)構成一個橋臂。圖中：usa，usb，usc分別為MMC輸入電壓；isa，isb，isc分別為MMC輸入電流；ipj，inj分別為流過MMC每相上、下橋臂的電流（j=a，b，c）；Udc，Idc分別為MMC直流側輸出電壓、電流；upj，unj分別為上下橋臂所有子模塊的輸出電壓。為了維持MMC直流側輸出電壓Udc的穩(wěn)定，每個相單元任意時刻工作在投入狀態(tài)的SM數(shù)目為N。子模塊由兩個IGBT（T1，T2）、兩個二極管（D1，D2）和電容C構成。Usm為SM兩端輸出電壓；ism為流入SM的電流。SM共有3種工作狀態(tài)，6種工作模式，具體的工作狀態(tài)如表1所示。

表1 子模塊的工作狀態(tài)Table 1 Working status of submodule

當MMC正常運行時，SM不會出現(xiàn)閉鎖狀態(tài)，從表中可以看出，SM中T1，T2的通、斷情況決定著SM的工作狀態(tài)是投入還是切除。

根據(jù)圖1可得MMC交、直流側特性的微分方程分別為

式中：uj為MMC各相單元中虛擬等電位點處的相電壓。

2 低調(diào)制比下MMC的能量波動原理與環(huán)流分析

2.1 低調(diào)制比下MMC的能量波動原理

一般情況下，海上風電場輸出電能需要先經(jīng)升壓站將電壓從中壓等級轉(zhuǎn)變?yōu)楦邏旱燃?，以交流形式將電能傳輸至換流站，此時MMC海上換流站連接高壓交流和高壓直流，MMC的電壓調(diào)制比基本為1，即MMC交流側電壓幅值為直流側電壓的1/2左右。本文采用MMC換流站直接連接海上風電場集電網(wǎng)和高壓直流傳輸系統(tǒng)，此時MMC集升壓與整流為一體，它所連接的交流側電壓幅值遠遠小于其直流側電壓值，因此MMC工作在低調(diào)制比狀態(tài)。

子模塊電容的能量波動值為

式中：C為子模塊的電容值；Uc為子模塊電容電壓的參考值。

將橋臂的第j個SM的電容電壓值表示為

式中：S為開關函數(shù)，代表橋臂第j個SM的工作狀態(tài)，當S為1時，SM工作在投入狀態(tài)，當S為0時，SM工作在切除狀態(tài)。

根據(jù)上述分析可知，當MMC工作在低調(diào)制比狀態(tài)時，SM的能量波動和電容電壓波動增大，MMC各相單元的電壓波動也隨之增大，MMC各相單元電壓uj與Udc的不一致導致了環(huán)流的產(chǎn)生。

2.2 環(huán)流分析

MMC主電路結構對稱，各相工作情況完全一樣，因此本文以A相為例，對MMC進行環(huán)流分析，其等效電路如圖2所示。

圖2 A相等效電路圖Fig.2 Phase A equivalent circuit diagram

根據(jù)基爾霍夫電流定律（KCL）、基爾霍夫電壓定律（KVL），A相上下橋臂的電壓、電流分別為

式中：Um，Im分別為MMC中A相輸入相電壓、相電流的幅值。

由式（9），（10）得到上、下橋臂的能量分別為

根據(jù)式（11）可知，基頻分量在上下橋臂造成的能量波動一致，方向相反，在一個周期內(nèi)可以相互抵消，但二倍頻分量疊加。將上下橋臂當作一個整體時，由式（12）可知，其相電壓肯定含有二倍頻分量，橋臂電壓必然也含有二倍頻分量。因此MMC的A相上下橋臂電壓、電流可以進一步修正為

對修正后的upa-1，una-1，ipa-1，ina-1分析可得，A相橋臂能量中肯定含有四倍頻分量，因此A相橋臂電壓、電流肯定含有四倍頻分量。以此類推，可得MMC的A相環(huán)流中不僅含有直流分量、二倍頻，還含有少量的四倍頻、六倍頻等分量，同理，B，C相也是如此。

3 環(huán)流抑制措施

根據(jù)上文能量波動和環(huán)流分析可知，MMC在低電壓調(diào)制比狀態(tài)工作時，MMC的各相能量波動增加，各相橋臂電流含有環(huán)流成分，且環(huán)流以二倍頻分量為主。環(huán)流的存在導致系統(tǒng)損耗增加，嚴重時會危害MMC的穩(wěn)定性，因此必須采取一定的措施對MMC的內(nèi)部環(huán)流進行抑制。

傳統(tǒng)的環(huán)流抑制采用比例積分（Proportional Integral，PI）控制，無法對icirj實現(xiàn)無靜差跟蹤，且一般需要利用負序坐標變換將icirj從交流變化為直流，控制設計復雜[14]。比例諧振（Proportional Resonance，PR）控制能夠很好的跟蹤交流輸入量，在ω0處有一個無限大的增益，ω0之外增益為0，但實際系統(tǒng)運行時，系統(tǒng)的頻率并不恒定，存在一定波動[15]。準比例諧振（QPR）包含PR對交流信號進行無靜差跟蹤的優(yōu)點，同時又增大了控制頻率范圍ωc，即增大QPR在ω0附近的增益。因此本文采用QPR進行環(huán)流抑制，QPR的傳遞函數(shù)為

式中：kp為比例系數(shù)；kr為廣義積分系數(shù)；ω0為諧振頻率；ωc為截止頻率。

通過調(diào)節(jié)ωc的大小，可以增大控制器的頻率范圍。QPR控制器的波德圖如圖3所示。

圖3 QPR控制器的波德圖Fig.3 Bode plot of QPR controller

由圖3可以看出，輸入信號在ω0附近具有較大增益的頻帶，從而減小了頻率波動給系統(tǒng)運行造成的影響。低電壓調(diào)制比狀態(tài)下MMC基于QPR環(huán)流抑制措施如圖4所示。由圖4可以看出，MMC上下橋臂電流ipj，inj相加后乘以1/2，可以得到任一時刻流過上下橋臂的環(huán)流實際值icirj。利用低通濾波器（LPF）濾掉高頻部分，從而得到icirj中的直流分量，再與icirj相比較可以得出二倍頻分量的實際值。子模塊電容電壓的參考數(shù)值和平均數(shù)值相減后，通過PI環(huán)節(jié)獲得了環(huán)流的參考值icirj*，icirj*經(jīng)過LPF濾除高頻部分后獲得icirj*的直流分量值，icirj*的直流分量值和icirj*相比較，得到了環(huán)流二倍頻的理想值，理想值與實際值相減，最后通過QPR環(huán)節(jié)對環(huán)流進行抑制。

圖4 環(huán)流抑制策略圖Fig.4 Circulation suppression strategy diagram

4 仿真及結果分析

為了驗證低電壓調(diào)制比MMC，在連接海上風電中壓交流集電網(wǎng)絡和高壓直流傳輸系統(tǒng)后的有效性，以及QPR的環(huán)流抑制效果，本文通過PSCAD/EMTDC軟件平臺搭建了海上風電經(jīng)MMC-HVDC并網(wǎng)的雙端系統(tǒng)模型，如圖5所示。為了簡化系統(tǒng)分析，本文將海上風電場等效為電壓源，陸上換流站采用二電平的電壓源換流器（VSC）。

圖5 系統(tǒng)結構圖Fig.5 System structure diagram

設置海上風電中壓交流集電網(wǎng)絡電壓為35 kV，高壓直流傳輸系統(tǒng)電壓為200 kV，MMC電壓調(diào)制比為0.29，具體參數(shù)設計如表2所示。

表2 MMC具體參數(shù)Table 2 MMC specific parameter

系統(tǒng)仿真時須要對MMC預充電，因此前0.6 s對MMC預充電，0.62 s時系統(tǒng)解鎖，MMC-VSC雙端系統(tǒng)運行，仿真結果如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)仿真圖Fig.6 System simulation diagram

系統(tǒng)解鎖后，MMC一開始采用傳統(tǒng)的PI控制器進行環(huán)流抑制，1.2 s時啟動QPR控制器對環(huán)流進行抑制。由圖6（a）仿真可知，A相電壓電流相位相同，MMC工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)。由圖6（b）可以看出，0.6 s時MMC預充電完成，所有SM的電容電壓達到參考值20 kV，0.62 s系統(tǒng)解鎖后MMC迅速達到穩(wěn)態(tài)正常運行。由圖6（c）可以看出，采用PI控制器對環(huán)流進行抑制時環(huán)流較大，1.2 s啟動QPR控制器對環(huán)流進行抑制后，環(huán)流抑制效果良好，A相的環(huán)流大大減小，基本接近于0。由圖6（d）可以看出，采用PI控制器對環(huán)流進行抑制時子模塊電容電壓上下波動15%，采用QPR控制器對環(huán)流進行抑制時子模塊電容電壓上下波動6.5%?？梢钥闯?，系統(tǒng)啟動QPR控制器抑制環(huán)流時，子模塊的電容電壓波動相比于采用PI控制器進行環(huán)流抑制時也得到了一定的抑制。

5 結論

本文提出一種采用低調(diào)制比MMC，直接連接海上風電場中壓交流集電網(wǎng)和高壓直流傳輸系統(tǒng)的方案，并對低調(diào)制比下的能量波動和環(huán)流進行分析，提出相應的控制策略。最后通過仿真分析得到以下結論。

①采用MMC作為海上換流站，直接連接風電場中壓集電網(wǎng)和高壓直流傳輸系統(tǒng)，集升壓和整流功能為一體，省去了傳統(tǒng)的交流變壓器，大大減小了海上平臺的體積和重量。

②通過對低電壓調(diào)制比下的MMC的能量波動和環(huán)流分析，低調(diào)制比下MMC的能量波動增大，橋臂環(huán)流以二倍頻為主，并基于QPR提出相應的環(huán)流抑制策略。

③QPR控制器相比于傳統(tǒng)的PI控制器對環(huán)流的抑制效果更好，同時對子模塊的電容電壓波動也有一定的抑制效果。