丁杰,尹亮，劉文清

(湖南文理學院 機械工程學院，湖南 常德 415000)

動車組在列車交會或隧道通過時，車體內外壓差會產生急劇變化. 為避免這種急劇變化的壓差給乘客帶來明顯不適，動車組使用吊掛在車體底部的換氣裝置控制車內壓力的變化量及變化率，使其分別小于1 000 Pa和200 Pa/s[1]. 換氣裝置還可與列車的空調系統協同控制車內空氣環(huán)境參數，為乘客提供良好的乘車環(huán)境，是動車組的關鍵設備之一[2]. 換氣裝置由逆變器和電動送風裝置兩個設備組成，逆變器根據列車速度來調節(jié)電動送風裝置的電源頻率，進而調節(jié)風機轉速. 因此，逆變器的穩(wěn)定可靠運行對換氣裝置至關重要.

逆變器采用交直交變頻原理，結構緊湊的柜體中安裝有電抗器和用于整流、逆變功能的變流模塊等部件. 電抗器工作產生的損耗會導致繞組溫升過高而加速絕緣老化，影響電抗器的壽命[3]，變流模塊的開關器件使用IGBT模塊，內部封裝的IGBT芯片和二極管芯片的體積很小而發(fā)熱量較大，導致單位體積的熱流密度非常高，極易出現芯片溫度過高，影響IGBT模塊的可靠性. 由此可見，對逆變器進行良好的熱設計是換氣裝置產品開發(fā)的關鍵環(huán)節(jié).

李凱偉等[4]對IGBT功率模塊的熱網絡模型及其參數辨識方法進行了綜述，比較了各方法的優(yōu)缺點. 楊正等[5]針對光伏并網逆變器開展了熱仿真分析和溫升試驗驗證，基于仿真結果提出了一種逆變器的結構布局和散熱器結構的優(yōu)化方案. Cova P等[6]對IGBT功率組件建立了流動與傳熱的有限元模型，基于仿真結果進行了設計方案的改進. 蔣遠志[7]使用Icepak軟件對光伏逆變器的散熱器進行DOE試驗優(yōu)化設計，得出了綜合最優(yōu)方案. 李廣義等[8]利用Icepak軟件對安裝有雙IGBT模塊的風冷散熱器進行仿真分析，發(fā)現增加導風板可以改善散熱器翅片間的空氣流動，使IGBT模塊的溫度分布更加一致. 丁杰等對IGBT模塊的風冷散熱器[9]、翅柱式水冷散熱器[10]、熱管散熱器[11]等散熱結構開展了熱仿真與試驗研究. 由文獻可知，仿真分析手段已成為逆變器散熱設計的重要支撐.

本文以某動車組換氣裝置用逆變器為研究對象，首先通過電氣參數計算選擇合適的IGBT模塊，然后由經驗公式計算IGBT模塊的損耗與溫升，再利用FLUENT軟件對逆變器進行仿真分析，最后通過試驗驗證熱設計方案的可行性.

1 逆變器的主電路電氣參數計算

圖1為動車組換氣裝置的工作原理示意圖. 逆變器為電動送風裝置提供合適的工作電源，電動送風裝置由一個電機帶動兩端的葉輪，形成進出風的兩個離心風機，從車外抽吸的空氣經過電動送風裝置的供風通道后送入車廂，車廂內的空氣經電動送風裝置的排風風道后強制排出車外.

圖1 換氣裝置的工作原理

圖2為逆變器的主電路原理圖. 逆變器的容量為20 kW，首先將單相AC 400 V/50 Hz輸入經過整流后得到中間直流電壓，再將其逆變?yōu)槿嘟涣麟娸敵鼋o電動送風裝置的電機.交流電的輸出頻率根據動車組的速度來確定，速度低于160 km/h時為53 Hz，速度高于160 km/h時為60 Hz.主電路中，輸入電路部分包括接觸器K1、K2及充電電阻R1，在逆變器工作前對直流支撐電容C限流充電，避免對電容及接觸器產生沖擊.

圖2 主電路的原理圖

中間直流電壓Ud是在輸入電壓最大值基礎上再乘以安全系數確定的，可取750V. 整流和逆變用的IGBT元件承受的最高電壓為：

Umax=(k1Ud+Usp)k2

(1)

式中：k1為中間環(huán)節(jié)直流電壓波動系數，取1.05；k2為安全裕量，取1.2；Usp為浪涌電壓，取150 V. 由此可確定1 200 V等級的IGBT元件滿足工作要求.

整流部分的額定電流Iin為50 A，要求網壓下降18%時能發(fā)揮額定功率，故整流的最大電流IC為50/0.82=61 A. 考慮安全裕量后，整流用的IGBT元件最大電流為：

(2)

式中:α1為電流尖峰系數，取1.2；α2為溫度降額系數，取1.2；α3為過載系數，取1.4. 選用額定電流大于174 A的IGBT元件即可滿足工作要求.

逆變部分的額定輸出電流為26 A，根據式(2)的裕度系數可以確定逆變選用額定電流大于74 A的IGBT元件可滿足工作要求.

為了減少IGBT元件的型號數量，整流和逆變均選用額定電壓為1 200 V、額定電流為200 A的BSM200GB120DN2型雙管IGBT元件.

2 電氣部件的損耗及溫升計算

2.1 IGBT元件的損耗計算

IGBT元件中包含IGBT芯片和反并聯的續(xù)流二極管芯片，IGBT芯片的損耗主要有導通損耗和開關損耗，而二極管芯片的損耗主要有導通損耗和反向恢復損耗. 為便于損耗計算，采用SPWM雙極性調制的二電平三相對稱橋式拓撲電路結構中，假設輸出電流為正弦波，輸出特性進行線性化近似[12].

IGBT的導通損耗為：

(3)

式中，Icp為正弦輸出的電流峰值，Vce_sat為Icp時IGBT飽和壓降，D為IGBT導通占空比，θ為輸出電壓與電流之間的相位角，cosθ為功率因數.

IGBT的開關損耗為：

(4)

式中，fsw為開關頻率，Esw_on和Esw_off分別為峰值電流下單脈沖的IGBT開通和IGBT關斷能量.

二極管的導通損耗為：

(5)

式中，Iec為門極短路時集電極最大關斷電流，Vec為Iec時二極管的正向壓降.

二極管的反向恢復損耗為：

(6)

式中，Erec為單脈沖的二極管恢復能量.

根據IGBT元件數據手冊中的特性曲線可以得到不同工況下的參數. 逆變器輸出頻率60 Hz條件下的IGBT元件損耗要高于53 Hz條件，為考慮惡劣條件下的損耗及溫升，取逆變器輸出頻率60 Hz條件下的參數進行計算及分析.

整流工況：Icp=71 A，Vce_sat=2.3 V，D=0.5，cosθ=-0.98，Esw_on=10 mJ，Esw_off=12 mJ，fsw=1 500 Hz，Iep=71 A，Vec=12 V，Erec=4.8 mJ. 可以計算出單個IGBT的Pss=12.1 W，Psw=10.5 W，PT=22.6 W，單個二極管的Pdc=14.9 W，Prec=2.3 W，PD=17.2 W.

逆變工況：Icp=37 A，Vce_sat=1.8 V，D=0.5，cosθ=0.85，Esw_on=7.2 mJ，Esw_off=9.1 mJ，fsw=4 000 Hz，Iep=37 A，Vec=1 V，Erec=3.5 mJ. 可以計算出單個IGBT的Pss=11.3 W，Psw=20.8 W，PT=32.1 W，單個二極管的Pdc=2.9 W，Prec=4.5 W，PD=7.4 W.

由于IGBT模塊為雙管元件，因此單個IGBT模塊的損耗為上述計算的PT與PD之和的兩倍.

2.2 IGBT元件的溫升計算

整流和逆變的IGBT元件安裝在鋁材質的翅片散熱器上，通過3個EBM 4214H型直流風扇進行強迫通風冷卻. IGBT元件的芯片熱量經焊料層、絕緣襯板、基板、導熱硅脂傳遞到散熱器，最后由冷卻空氣帶走. IGBT元件的一維散熱模型如圖3所示.

圖3 IGBT元件的一維散熱模型

IGBT芯片的結溫為：

(7)

二極管芯片的結溫為：

(8)

式中，Rthjc_T為IGBT結殼熱阻，Rthha_T為IGBT殼與散熱器之間的熱阻，Rthjc_D為二極管結殼熱阻，Rthha_D為二極管殼與散熱器之間的熱阻，Rthha為散熱器與周圍環(huán)境之間的熱阻，Ta為環(huán)境溫度.

根據IGBT元件數據手冊可知：Rthjc_T= 0.09 K/W，Rthjc_D= 0.18 K/W，因缺少接觸熱阻和散熱器的性能數據而假設Rthhc_T=Rthhc_D= 0.1 K/W，Rthha=0.15 K/W，環(huán)境溫度Ta取40 ℃. 可以估算出整流工況的IGBT結溫Tj_T和二極管結溫Tj_D分別為60.53 ℃和61.57 ℃；逆變工況的IGBT結溫Tj_T和二極管結溫Tj_D分別為64.05和55.99 ℃.

2.3 電抗器的損耗計算

電抗器工作時會產生鐵損和銅損[13]，工程計算時大多通過硅鋼片型號查找其單位質量損耗，再根據鐵心質量計算空載損耗P0.

P0=ktPtmc

(9)

式中，kt為附加系數，Pt為鐵心單位質量的鐵耗，mc為鐵心質量.

電抗器的負載損耗Pk包括繞組直流電阻損耗Pr、導線渦流損耗Peddy、并聯導線間環(huán)流損耗Pleads以及部分結構件(如夾件、壓板、螺栓等)的雜散損耗Pother.

繞組直流電阻損耗為：

(10)

式中，I1n和I2n分別為原邊和副邊繞組額定相電流，R1,150、R2,150分別為折算到150 ℃時原邊和副邊繞組的總電阻.

導線渦流損耗為：

(11)

式中，aw為垂直于縱向漏磁場方向的導線寬度，f為頻率，mw為導線的總質量，Bmax為磁通密度的最大值.

雜散損耗的經驗公式為：

(12)

式中，kz為電抗器廠家通過測試給出的雜散損耗系數.

電抗器的溫升較難通過簡單的公式進行計算，需要借助仿真分析或試驗手段.

3 逆變器的熱仿真分析

3.1 逆變器的幾何結構

圖4為逆變器及變流模塊的三維結構. 逆變器主要由柜體、變流模塊、電抗器、交流風機和直流風機等組成. 變流模塊集成了實現整流及逆變功能的IGBT元件、驅動電路、直流支撐電容、散熱器和傳感器等，采用復合低感母排連接IGBT元件與直流支撐電容，可以減小主電路雜散電感，降低IGBT關斷浪涌電壓. 散熱器的底板長度、寬度和厚度分別為504、360和16 mm，翅片的長度、高度、厚度和間距分別為260、80、2和6 mm，翅片的數量為57片.

(a)逆變器

(b)變流模塊圖4 逆變器及變流模塊的三維結構

3.2 流動與傳熱仿真的理論基礎

逆變器柜體內的空氣流速低，空氣密度變化很小，而且主要考慮穩(wěn)定狀態(tài)下的溫度分布，因此，這屬于穩(wěn)態(tài)不可壓縮流動與傳熱問題. 質量守恒方程、動量守恒方程和能量守恒方程的通用形式為[14]：

div(ρuφ)=div(Γgradφ)+S

(13)

式中，φ為通用變量，Γ為廣義擴散系數，S為廣義源項.對于質量守恒方程，φ為1，Γ為0，S為0；對于動量守恒方程，φ為ui(i=1～3，分別對應x、y和z方向)，Γ為流體動力粘度μ，S為-?p/?xi+Si；對于能量守恒方程，φ為溫度T，Γ為k/cp，S為ST，其中，k為導熱系數，cp為定壓比熱容.

柜體內的空氣受風機的影響，流動處于湍流狀態(tài)時，還需要遵守附加的湍流輸運方程.標準k-ε模型是應用非常廣泛的一種湍流模型.

湍動能k方程為：

(14)

湍動耗散率ε方程為：

(15)

式中，Gk是由平均速度梯度引起的湍動能產生項，μt為湍動粘度，C1ε和C2ε為經驗常數，σk和σε分別為湍動能和耗散率對應的Prandtl數.

利用有限體積法進行數值計算的流程是首先確定流動與傳熱問題的計算區(qū)域和邊界條件；然后劃分網格，生成計算節(jié)點，建立離散方程；再給定求解控制參數，對離散方程進行迭代求解；計算收斂后最終得到流場和溫度場的計算結果.

3.3 逆變器的熱仿真模型

建立仿真模型時，首先對逆變器的三維幾何模型進行適當簡化，去掉一些對散熱影響小的零部件和幾何特征，并將一些外形不規(guī)則的零部件做適當調整. IGBT模塊被導熱系數很低的硅凝膠灌封保護，絕大部分熱量通過基板向散熱器傳遞，極少部分熱量通過外殼的熱輻射以及功率端子的傳遞，故在建立IGBT模塊的仿真模型時不考慮硅凝膠、外殼和功率端子的影響. 電抗器的鐵心由多層硅鋼片疊壓而成，由于片間絕緣非常小，片數多，按實際的硅鋼片結構建模計算不現實，采取將其幾何結構作為一個整體而材料導熱系數設置為各向異性的簡化方法. 電抗器的繞組由絲包銅線和匝間絕緣組成，將絕緣層的影響折算到線圈的等效導熱系數中. 三維結構的交流風機(型號為MR18-BC)可簡化為二維的壓力階躍面模型，用多點折線方式對如圖5(a)所示的風機特性曲線進行擬合. 變流模塊的散熱采用強迫風冷，在散熱器翅片下端安裝了3個型號為4214HU的直流風機，通過獨立風道對IGBT元件進行散熱，直流風機的啟停由散熱器底板上安裝的溫度繼電器控制，以便于在控制IGBT元件溫升的基礎上延長直流風機的工作壽命. 3個直流風機位于流場模型中部，輸入如圖5(b)所示的風機特性進行模擬.

(a)MR18-BC型號交流風機

(b)4214HU型號直流風機圖5 風機的特性曲線

考慮到IGBT模塊與散熱器之間的導熱硅脂層厚度，以及IGBT模塊中包含的芯片、焊料、絕緣襯板等材料層的厚度都很小，網格基本尺寸取2 mm. 抽取出的流道部分以及固體區(qū)域組成如圖6所示的計算模型. 利用HyperMesh軟件進行網格劃分，可以得到以六面體為主，極少數為棱柱體的三維實體網格.

圖6 計算模型

3.4 逆變器的仿真結果及分析

圖7為冷卻空氣在流道內的流速跡線圖. 在交流風機的抽吸作用下，冷卻空氣首先由入口進入，經過電抗器后流向變流模塊的散熱器翅片，最后經交流風機排出. 從流速跡線圖可以看出柜體內部空氣受1個交流風機和3個直流風機的共同作用，流場分布較為復雜. 整個流道中，局部區(qū)域的最高流速為9.96 m/s.

圖7 流速跡線圖

圖8為散熱器、IGBT元件和電抗器的溫度分布. 圖8中5#表示溫升試驗時整流部分兩個IGBT之間粘貼的1個熱電偶位置，對應溫度為79.4 ℃，溫升為39.4 ℃，6#和7#表示溫升試驗時逆變器三個IGBT元件之間粘貼的2個熱電偶位置，對應溫度分別為75.3 ℃和74.8 ℃，溫升分別為35.3 ℃和34.8 ℃.整流部分和逆變部分的IGBT模塊芯片最高溫度分別為89.3 ℃和82.6 ℃，這些芯片的溫度明顯高出前面利用式(7)和式(8)的計算結果，其原因在于散熱器熱阻參數的假設并不合理，說明IGBT模塊溫升的準確計算是建立在計算參數合理的基礎上的. 從散熱器上的IGBT元件溫度分布還可以看出不同位置的溫度有差別，這5個IGBT元件的芯片溫度并不相等，而是相差了10.8 ℃，表明仿真計算的結果能夠真實地反映流場和溫度場的空間分布特點. 從IGBT元件的溫升數值來看，小于允許的最高工作結溫125 ℃，說明IGBT元件的溫升裕量較大. 電抗器的最高溫度位于線圈內部，為132.76 ℃，低于絕緣材料F等級的最高允許溫度155 ℃，線圈溫升為92.76 ℃，低于溫升限值100 ℃. 由于仿真計算選取了逆變器在最惡劣的工況下穩(wěn)定工作的情形，逆變器產品實際情況中的溫升要低于仿真計算結果，有利于確保產品的可靠性.

圖8 溫度分布

4 逆變器的溫升試驗驗證

為驗證熱設計及仿真結果的準確性，在檢測試驗中心開展了逆變器與電動送風裝置的組合試驗，如圖9(a)所示. 在電抗器的鐵心上布置1#、2#熱電偶，在靠近入口的線圈上布置3#、4#熱電偶，如圖9(b)所示. 試驗條件為逆變器輸入AC 400V，輸出頻率為60 Hz.

(a)試驗裝置

(b)電抗器的溫度測點布置圖9 試驗現場情況

圖10為溫升試驗得到的溫度曲線. 初始環(huán)境溫度為7.7 ℃，試驗進行了360 min后，此時的環(huán)境溫度為11.5 ℃，1#～4#的溫度分別為80.2、80.3、92.4和94.5 ℃，對應的溫升分別為80.2、80.3、92.4和94.5 ℃，而仿真獲得的溫升分別為79.1、80.8、85.6和90.8 ℃，可以看出溫度高低的趨勢一致，誤差在7%左右. 產生誤差的原因主要在于仿真計算將鐵心和線圈結構通過導熱系數的方式進行等效，與實際情況存在一定的差別.

圖10 溫升試驗曲線

試驗進行到360 min時，測得5#～7#的溫度分別為48.8、46.8和46.6 ℃，對應的溫升分別為37.3、35.3和35.1 ℃. 與仿真獲得的溫升結果相比，誤差在6%以內，由此可說明仿真計算的方法是可行的.

5 結論

本文對動車組換氣裝置用逆變器進行了電氣參數計算、元件選型、熱設計仿真及試驗驗證等工作，結論如下：

(1)逆變器在惡劣工況下穩(wěn)定運行時，整流部分和逆變部分的IGBT模塊芯片最高溫度分別為89.3 ℃和82.6 ℃，小于允許的最高工作結溫125 ℃，而電抗器的最高溫度為132.76 ℃，低于絕緣材料的最高允許溫度155 ℃，線圈溫升低于溫升限值100 ℃;

(2)仿真模型可以考慮流場與溫度場的空間分布特點，仿真計算的溫升誤差與試驗結果相比在7%左右，說明仿真計算方法及結果具有較高的準確性，可為逆變器產品的熱設計工作提供理論依據.

致謝：本文受湖南文理學院博士啟動基金(19BSQD26)、湖南文理學院科技創(chuàng)新團隊基金(校辦通[2020]26號)項目資助，特此致謝！