何圣仲， 陳宇航， 代東雷， 吳斌， 何曉瓊， 徐英雷

(西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，四川 成都 611756)

0 引 言

近年來(lái)，隨著環(huán)境污染問(wèn)題日益嚴(yán)重，新能源汽車取代傳統(tǒng)的燃油車成為了當(dāng)今汽車發(fā)展的趨勢(shì)[1]。目前，車載充電器的主流拓?fù)湟话阌蓛刹糠纸M成：前級(jí)為具有功率因數(shù)校正(power factor correction,PFC)的整流器，后級(jí)為具有電壓或電流調(diào)制功能和隔離作用的DC-DC變換器[2]。LLC諧振變換器因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、原邊開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通(zero voltage switching,ZVS)、副邊能夠?qū)崿F(xiàn)零電流關(guān)斷(zero current switching,ZCS)、很小的電磁干擾和較高的功率密度而廣泛的應(yīng)用于車載充電器的后級(jí)[3-8]。

為了能夠得到較寬的輸出電壓增益范圍，LLC諧振變換器的開關(guān)器件的工作頻率需要在一個(gè)很寬的范圍內(nèi)進(jìn)行變化。當(dāng)開關(guān)頻率fs遠(yuǎn)離諧振頻率fr時(shí)，變換器的效率與性能會(huì)大幅的減小[9]。當(dāng)開關(guān)頻率fs為諧振頻率fr的2～2.5倍時(shí)，由于副邊變壓器二次繞組以及二極管存在的寄生電容，這些寄生電容會(huì)和諧振電感產(chǎn)生一個(gè)諧振頻率，使得輕載時(shí)變換器的高頻段工作特性發(fā)生變化。此時(shí)，隨著開關(guān)頻率繼續(xù)增大，輸出電壓也會(huì)增大[10]。為了得到較大的電壓增益，需要開關(guān)器件的工作頻率fs小于諧振頻率fr。開關(guān)頻率fs的最小值，對(duì)變壓器的設(shè)計(jì)起著至關(guān)重要的作用：更小的開關(guān)頻率fs需要更大的磁芯并會(huì)損失功率密度[11]。因此，傳統(tǒng)的LLC諧振諧振變換器并不適用于寬輸出電壓范圍場(chǎng)合。

為了在較寬輸出電壓范圍的情況下，減小頻率的變化范圍，研究人員做了大量的研究，給出了各種改進(jìn)辦法。對(duì)變換器的改進(jìn)可以分為以下3個(gè)方面[12]：1)改變諧振元件參數(shù)[13-17]；2)對(duì)變換器的一次側(cè)或二次側(cè)加入不同的控制策略[18-25]；3)用無(wú)源或者有源元件對(duì)變換器進(jìn)行重構(gòu)[26-30]。文獻(xiàn)[13-14]中，諧振電感和勵(lì)磁電感的值是可變的，文獻(xiàn)[15-16]中諧振電容的值可以由輔助開關(guān)控制，文獻(xiàn)[17]中增加了額外的LC諧振回路?？偟膩?lái)說(shuō)，對(duì)變換器的諧振元件進(jìn)行改變，可以改變變換器的增益特性曲線從而擴(kuò)大了輸出電壓范圍。但是，額外的元器件擴(kuò)大了變換器的體積，增大了傳導(dǎo)損耗，從而降低了變換器的功率密度。

文獻(xiàn)[18]給出了一種適用于寬輸出場(chǎng)合的混合控制策略，其變換器一次側(cè)可以工作在半橋或者全橋模式。然而，在輸入功率相同的情況下，半橋模式下開關(guān)器件的電流應(yīng)力是全橋模式下電流應(yīng)力的2倍。因此在半橋模式時(shí)，變換器一次側(cè)的元器件的電流應(yīng)力顯著增大。為了避免變換器由半橋模式向全橋模式切換過(guò)程時(shí)產(chǎn)生的勵(lì)磁電流突變，文獻(xiàn)[19]增加了一組輔助雙向開關(guān)和額外的變壓器來(lái)等效增大勵(lì)磁電感。文獻(xiàn)[20]通過(guò)控制半橋模式和全橋模式的運(yùn)行時(shí)間來(lái)對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。然而，這兩種控制策略增加了變換器器件的數(shù)量，不利于減小變換器的體積。在文獻(xiàn)[21]中，對(duì)LLC的前級(jí)PFC進(jìn)行改進(jìn)，其PFC級(jí)的輸出母線電壓與電池組電壓成線性關(guān)系。因此，其LLC級(jí)的開關(guān)頻率能夠限制在一個(gè)很小的范圍內(nèi)。但是，這種變換器要求其PFC級(jí)具有較寬的輸出電壓范圍，此時(shí)，BOOST拓?fù)鋵⒉贿m用于這種結(jié)構(gòu)，最終增加了PFC級(jí)電路以及控制的復(fù)雜性。文獻(xiàn)[22-23]采用Burst模式控制，這種控制策略的目的是提高變換器輕載時(shí)的調(diào)制能力和效率。然而，這種控制需要根據(jù)負(fù)載情況來(lái)計(jì)算Burst-ON和Burst-OFF的時(shí)間，控制非常復(fù)雜。此外，在開關(guān)關(guān)斷時(shí)會(huì)引起高頻振蕩和電磁干擾的問(wèn)題。移相控制也是一種提高變換器輕載效率的一種控制方式[24]。但是，由于其開關(guān)管關(guān)斷時(shí)有很大的電流，導(dǎo)致其超前臂的關(guān)斷損耗很大，且隨著移相角減小時(shí)，滯后臂容易失去軟開關(guān)。文獻(xiàn)[25]在開關(guān)網(wǎng)絡(luò)采用了非對(duì)稱PWM控制來(lái)擴(kuò)大輸出電壓范圍。但是，其輸出電壓范圍仍然有限，并且其電壓增益范圍仍與負(fù)載相關(guān)。

還有學(xué)者通過(guò)改變變換器的結(jié)構(gòu)，來(lái)改善變換器的增益特性。文獻(xiàn)[26]介紹了一種三電平LLC諧振變換器，使用輔助MOSFET和電容器，可以降低器件電壓應(yīng)力，并利用更多的自由度來(lái)實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)。還有一些文獻(xiàn)對(duì)副邊結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，文獻(xiàn)[27-30]中，副邊的結(jié)構(gòu)為半波整流器，全橋整流器，二倍壓整流器和四倍壓整流器。在有限的頻率范圍內(nèi)擴(kuò)大了輸出電壓范圍，但同時(shí)也引入了更多的器件，增加了傳導(dǎo)損耗。

論文提出一種PWM控制的寬輸出LLC諧振變換器，該變換器的一次側(cè)為全橋結(jié)構(gòu)，二次側(cè)為改進(jìn)了的整流結(jié)構(gòu)。通過(guò)控制副邊整流結(jié)構(gòu)開關(guān)管S5的占空比，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的控制。論文所設(shè)計(jì)的變換器具有如下的優(yōu)點(diǎn)：1)通過(guò)控制二次側(cè)MOSFET的占空比，可以得到1～2倍的輸出電壓增益范圍，實(shí)現(xiàn)了全范圍的定頻PWM控制，所有開關(guān)器件均工作于諧振頻率fr，這有利于磁性元件參數(shù)的設(shè)計(jì)，同時(shí)電壓增益特性不受負(fù)載影響；2)所有的MOSFET均能實(shí)現(xiàn)ZVS開通，二極管能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS關(guān)斷，且副邊的MOSFET可以實(shí)現(xiàn)同步整流，有利于提高變換器的效率。

1 工作原理

1.1 拓?fù)涿枋?/h3>

圖1為PWM控制LLC諧振變換器(PWM-LLC)。CO1和CO2為兩個(gè)很大的濾波電容，此拓?fù)涓边厼榛谌ㄕ鹘Y(jié)構(gòu)改進(jìn)的有源變結(jié)構(gòu)整流器。副邊開關(guān)管S5的占空比變化范圍為D=[0.5，1]，當(dāng)S5的占空比為0.5時(shí)，S5工作在同步整流模式，輸出電壓增益為1倍；當(dāng)S5恒定開通時(shí)，副邊電路輸出電壓增益為2倍。通過(guò)改變整流部分開關(guān)管S5的占空比，可以控制電壓輸出增益在1～2倍之間變換。

圖1 PWM-LLC諧振變換器

1.2 工作模式

PWM-LLC諧振變換器原邊為全橋結(jié)構(gòu)，開關(guān)管S1、S3和S2、S4的開關(guān)信號(hào)分別互補(bǔ)，占空比均為48%，開關(guān)頻率為諧振頻率fr，有

(1)

副邊開關(guān)管S5的開通信號(hào)比原邊開關(guān)管S2、S3的開通信號(hào)延遲了一小段時(shí)間，這可以保證在S5開通之前，電流流經(jīng)開關(guān)管S5的體二極管，從而保證了S5的ZVS開通。

圖2為每個(gè)階段的電路模態(tài)。

圖2 PWM-LLC變換器電路模態(tài)

圖3為每個(gè)開關(guān)周期的穩(wěn)態(tài)關(guān)鍵波形，從圖中可知，每個(gè)開關(guān)周期可以分為9個(gè)工作模式。

圖3 PWM-LLC變換器穩(wěn)態(tài)波形

模式1[t0，t1)：在t0之前，S2、S3開通，副邊變壓器開路。t0時(shí)刻，S2、S3關(guān)閉，諧振電流iLr給S2、S3的結(jié)電容充電，給S1、S4的結(jié)電容放電，此階段諧振電容兩端電壓可以看成一個(gè)常量，Vab線性增加到VDC，模態(tài)1結(jié)束。

模式2[t1，t2)：t1時(shí)刻，S1、S4結(jié)電容放電完成，諧振電流iLr流經(jīng)S1、S4的體二極管。Vab電壓為VDC，變壓器原邊電壓為正壓且線性增大，此時(shí)副邊二極管D1導(dǎo)通。在t2時(shí)刻，給S1、S4提供門極信號(hào)，S1、S4實(shí)現(xiàn)ZVS開通，模態(tài)2結(jié)束。

模式3[t2，t3)：副邊二極管D1和開關(guān)管S5導(dǎo)通，此時(shí)諧振電容和諧振電感諧振，諧振頻率為fr，忽略死區(qū)的影響。

諧振電感電流為

iLr(t0)cos[ωr(t-t0)]。

(2)

其中：VDC為輸入電壓；VCO1、VCO2分別為容電CO1、電容CO2兩端電壓。角頻率ωr和特征阻抗Zr有：

(3)

(4)

諧振電容電壓為

vCr(t)=VDC-nVCO1-{[VDC-nVCO1-vCr(t0)]×

iLr(t0)Zrsin[ωr(t-t0)]}。

(5)

勵(lì)磁電感電流為

(6)

模式4[t3，t4)：在t3時(shí)刻，S5關(guān)斷。由于電感電流不能發(fā)生突變，副邊的電流回路由S5轉(zhuǎn)換到D2，此時(shí)變壓器副邊電壓為VO。由于VO大于VCO2，因此變壓器原邊電流iS下降，當(dāng)iS降為0時(shí)，模式4結(jié)束。此時(shí)諧振電流大于0，為下一階段S2、S3能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS開通做準(zhǔn)備。在此模態(tài)中，S5關(guān)斷，由于二極管D2導(dǎo)通，開關(guān)管S5兩端電壓被輸出電容CO2箝位，其兩端電壓等于VCO2。

諧振電感電流為

iLr(t3)cos[ωr(t-t3)]。

(7)

諧振電容電壓為

vCr(t)=VDC-nVO-{[VDC-nVO-vCr(t3)]×

cos[ωr(t-t3)]-

《道德經(jīng)》說(shuō):“天地不仁，以萬(wàn)物為芻狗?！碑?dāng)我們使用“生態(tài)危機(jī)”這一術(shù)語(yǔ)時(shí)，實(shí)際上所指的不是“自在自然”本身陷入可能毀滅的危機(jī)，而是指人類生存所依賴的自然條件發(fā)生劇烈變化，以至于可能無(wú)法繼續(xù)滿足人類的生存需求。這就意味著，對(duì)人與自然的關(guān)系的考察，是探討生態(tài)問(wèn)題的“中軸線”;而由于在二者關(guān)系當(dāng)中人是主體性、能動(dòng)性的因素，因此對(duì)人本身的考察就構(gòu)成了探討生態(tài)問(wèn)題的“原點(diǎn)”。那么，馬克思與威廉·萊斯關(guān)于人與自然關(guān)系當(dāng)中的“人”各自有何理解呢?

iLr(t3)Zrsin[ωr(t-t3)]}。

(8)

勵(lì)磁電感電流為

(9)

模式5[t4，t5)：t4時(shí)刻，由于變壓器原邊電流iS減小為0，變壓器副邊開路，勵(lì)磁電感Lm參與諧振，為三元件諧振模式，由于勵(lì)磁電感比諧振電感電流大的多，因此此階段中諧振電流幾乎保持不變。直到t5時(shí)刻，S1、S4關(guān)斷，模式5結(jié)束。

諧振電感電流為

(10)

其中K為勵(lì)磁電感與諧振電感的比值，即

(11)

諧振電容電壓為

(12)

勵(lì)磁電感電流為

iLm(t)=iLr(t)。

(13)

模式6[t5，t6)：此階段S2、S3結(jié)電容放電，S1、S4結(jié)電容充電，Vab從VDC線性減少到-VDC，當(dāng)t6時(shí)刻，Vab減小到-VDC，模式6結(jié)束。

模式7[t6，t7)：t6時(shí)刻，S2、S3結(jié)電容放電完成，諧振電流流經(jīng)S2、S3的體二極管, 給S2和S3提供門極信號(hào)，S2和S3實(shí)現(xiàn)ZVS開通。變壓器原邊電壓為負(fù)壓且線性降低，此時(shí)副邊D3導(dǎo)通，S5結(jié)電容放電完成后體二極管導(dǎo)通，t7時(shí)刻，給S5提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)，S5實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，模式7結(jié)束。

模式8[t7，t8)：副邊二極管D3和開關(guān)管S5導(dǎo)通，此時(shí)諧振電容和諧振電感諧振，諧振頻率為fr。t8時(shí)刻，iS減小到0，模式8結(jié)束?？傻萌缦碌仁剑?/p>

諧振電感電流為

iLr(t7)cos[ωr(t-t7)]。

(14)

諧振電容電壓為

vCr(t)=nVCO2-VDC-{[nVCO2-VDC-vCr(t7)]×

cos[ωr(t-t7)]-

iLr(t7)Zrsin[ωr(t-t7)]}。

(15)

勵(lì)磁電感電流為

(16)

模式9[t8，t9)：t8時(shí)刻，iS減小為0，變壓器副邊開路，勵(lì)磁電感Lm參與諧振，為三元件諧振模式，直到t9時(shí)刻，S2、S3關(guān)斷，模式9結(jié)束,開始下一個(gè)開關(guān)周期。

諧振電感電流為

(17)

諧振電容電壓為

(18)

勵(lì)磁電感電流為

iLm(t)=iLr(t)。

(19)

2 變換器特性分析

2.1 增益特性

每個(gè)開關(guān)周期有9個(gè)工作模態(tài)。在每個(gè)開關(guān)周期中，死區(qū)時(shí)間很短。因此，在分析該拓?fù)涞碾妷涸鲆嫣匦詴r(shí)忽略死區(qū)的影響。輸出電壓增益定義為

(20)

每個(gè)周期中，由于兩個(gè)輸出濾波電容的容值較大，因此，可以忽略濾波電容上的電壓紋波。在分析時(shí)，將兩個(gè)電容看成電壓源。在后半個(gè)周期中，開關(guān)管S5保持恒通，電容電壓VCO2可以由電源電壓VDC和變換器變比n求得。實(shí)際上，輸出濾波電容兩端電壓VCO2是一個(gè)關(guān)于負(fù)載和占空比的弱函數(shù)，其值總是等于標(biāo)準(zhǔn)電壓Vnorm，定義為

(21)

圖4為不同負(fù)載下的VCO2/Vnorm與D的關(guān)系，從圖中可以看出，電容電壓VCO2與Vnorm的比值基本不隨負(fù)載和副邊開關(guān)管S5的占空比的變化而變化，其值可以當(dāng)做一恒值。

圖4 不同負(fù)載下的VCO2/Vnorm與D的關(guān)系

圖中Q為品質(zhì)因數(shù)，RO為負(fù)載，有

(22)

電容CO1兩端電壓VCO1值可由輸出電壓與電容電壓VCO2求得：

VCO2=Vnorm；

(23)

VCO1=VO-VCO2。

(24)

由上一節(jié)分析可知，該LLC變換器僅有在模式3、模式4和模式8向副邊傳遞了能量，忽略在傳遞過(guò)程中的功率損耗，這部分能量由負(fù)載消耗。根據(jù)能量守恒定律有

(25)

此外，根據(jù)輸出濾波電容充放電能量相等，因此，前半周與后半周的iS的平均值相等，即

(26)

因此，在用時(shí)域法計(jì)算變換器的增益時(shí)，這需要考慮前半周即可。根據(jù)諧振電感電流iLr、諧振電容電壓vCr在半個(gè)周期時(shí)的值等于其初值的相反數(shù)。同時(shí)，由前一小節(jié)的分析可知，在t4時(shí)刻，勵(lì)磁電感電流iLm(t4)等于諧振電感電流iLr(t4)，可以得到如下的邊界條件：

(27)

忽略死區(qū)的影響，將式(2)～式(12)代入式(25)～式(27)進(jìn)行聯(lián)立求解。其中，含有4個(gè)未知數(shù)，vCr(t0)、iLr(t0)、t4和G，利用數(shù)學(xué)工具M(jìn)ATLAB求得其數(shù)值解，得到如圖5所示的電壓增益曲線。

圖5(a)為K=6時(shí)，不同Q值的增益曲線，圖5(b)為Q=0.5時(shí)不同K值的增益曲線。從圖中可以看出，對(duì)于不同的K或Q值，增益范圍均為1～2倍，且其增益曲線基本保持一致，這說(shuō)明PWM控制的LLC諧振變換器輸出電壓增益范圍不受諧振參數(shù)和負(fù)載的影響。

圖5 電壓增益曲線

2.2 MOSFET的ZVS特性

LLC諧振變換器因其容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，保證變換器的高效率，本節(jié)將對(duì)原邊MOSFET的軟開關(guān)特性進(jìn)行分析。

在死區(qū)時(shí)間，可以認(rèn)為諧振電感電流iLr等于勵(lì)磁電感電流iLm。諧振電感電流需要在死區(qū)時(shí)間內(nèi)對(duì)開關(guān)管S1、S2、S3、S4和S5的結(jié)電容完成充電和放電。

對(duì)于開關(guān)管S1和S4的軟啟動(dòng)，對(duì)應(yīng)于t0至t2時(shí)刻，此時(shí)勵(lì)磁電感電流為iLm(t0)，此階段中，勵(lì)磁電流對(duì)開關(guān)管S1和S4的結(jié)電容進(jìn)行放電，為了保證在死區(qū)時(shí)間能夠?qū)1、S4的結(jié)電容完全放電，需要滿足

ILmtd≥2COSSVDC。

(28)

其中：td為死區(qū)時(shí)間；COSS為MOSFET的輸出電容。此外，由于每個(gè)周期勵(lì)磁電感、諧振電感電流、諧振電容電壓的連續(xù)性，有：

(29)

對(duì)于開關(guān)管S2和S3的軟啟動(dòng)，對(duì)應(yīng)于t5至t6時(shí)刻，此時(shí)勵(lì)磁電感電流為iLm(t5)，此階段中，勵(lì)磁電流對(duì)開關(guān)管S2和S3的結(jié)電容進(jìn)行放電。為了保證開關(guān)管S2、S3的軟啟動(dòng)，同樣的需要滿足式(28)。

對(duì)于開關(guān)管S5的軟啟動(dòng)，在t5至t6時(shí)刻，勵(lì)磁電感電流等于諧振電感電流，此時(shí)變壓器不工作，開關(guān)管S5沒(méi)有電流流過(guò)，其輸出電容電壓為

VS5=VCO2。

(30)

t6時(shí)刻，變壓器原邊向副邊傳遞能量，流過(guò)S5的電流iS5可有原邊電流歸算到副邊計(jì)算得出

iS5=n(iLm-iLr)。

(31)

其中n為變壓器變比。

與式(28)類似，可以得出保證開關(guān)管S5的ZVS開關(guān)條件為

(32)

其中tdelay即為S5相對(duì)于S2和S3的延遲時(shí)間。

2.3 PWM+PFM混合控制

所設(shè)計(jì)的變換器采用PWM控制，所有的開關(guān)器件工作在諧振頻率。通過(guò)控制副邊MOSFET的占空比實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)，其輸出電壓與占空比的關(guān)系如圖5所示，且其增益范圍與負(fù)載條件無(wú)關(guān)。

對(duì)變換器加入PFM控制，形成PWM+PFM的混合控制，可以進(jìn)一步擴(kuò)大輸出電壓增益范圍。當(dāng)采用了混合模式時(shí)，可以根據(jù)變換器的工作模態(tài)分為3個(gè)模式。模式1：此模式為PFM控制。S5恒定關(guān)斷，變換器的工作頻率大于諧振頻率，此階段變換器的輸出電壓增益范圍小于1。模式2：此模式為PWM控制。變換器工作在諧振頻率處，通過(guò)調(diào)節(jié)副邊開關(guān)管S5的占空比，實(shí)現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)，此階段變換器的輸出電壓增益范圍為1～2倍。模式3：此模式為PFM控制。S5恒定導(dǎo)通，通過(guò)減小變換器的工作頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的控制，此階段變換器的輸出電壓增益大于2倍。由于模式2由PWM控制，且工作在諧振頻率處，因此其輸出電壓增益范圍不受負(fù)載影響，這大大簡(jiǎn)化了參數(shù)設(shè)計(jì)，且變換器的不同模式能夠?qū)崿F(xiàn)平滑的切換。模式1與模式3的增益表達(dá)方式與傳統(tǒng)LLC諧振變換器相同，分別為：

(33)

(34)

式中h為歸一化頻率，其值為變換器工作頻率fS與諧振頻率fr的比值。

圖6所示為PWM+PFM混合控制增益圖。

圖6 PWM+PFM控制輸出電壓增益特性

通過(guò)與圖5單一PWM控制對(duì)比，可以看出PWM+PFM的混合控制具有更寬的輸出電壓增益范圍。同時(shí)，因其包含了PWM控制，使得參數(shù)設(shè)計(jì)較為簡(jiǎn)單。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于電路拓?fù)浜屠碚摲治?，設(shè)計(jì)了一臺(tái)420 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。該實(shí)驗(yàn)樣機(jī)輸入為130 V，輸出電壓范圍為70～140 V，開關(guān)頻率為100 kHz。其他諧振元件參數(shù)見表1。

表1 關(guān)鍵參數(shù)

當(dāng)S5的占空比為0.75，負(fù)載為恒流1 A的穩(wěn)態(tài)電壓電流波形如圖7～圖12所示。這些實(shí)驗(yàn)波形與前面的理論分析一致。從圖7～圖8可以看出，圖中S1、S2均實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，而S3、S4的工作模式分別與S2、S1相同，因此，原邊的4個(gè)開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。

圖7 vds1與vgs1的波形

圖8 vds2、vgs2、iLr的波形

從圖9可以看出，S5的導(dǎo)通信號(hào)比S2的導(dǎo)通信號(hào)延遲了一小段時(shí)間。在此期間，S5上的電流iS5為S5的結(jié)電容放電，S5兩端電壓vds5下降為0后給S5門極提供信號(hào)，實(shí)現(xiàn)了S5的軟開關(guān)。因此，所設(shè)計(jì)的變換器所有MOSFET均實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。此外，從圖中可以看出vds5上存在一個(gè)電壓振蕩，這是由于二極管D2關(guān)閉后，半導(dǎo)體器件存在的寄生電容與寄生電感發(fā)生諧振，這個(gè)諧振很小且對(duì)電路正常工作沒(méi)有影響。

圖9 vgs2、vgs5、vds5、iS5的波形

圖10～圖12為副邊二極管D1、D2和D3的電流波形，從圖可以看出，3個(gè)二極管均實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷，這與前面的理論分析一致。

圖10 iD1、vD1的波形

圖11 iD2、vD2的波形

圖12 iD3、vD3的波形

圖13所示為本變換器的效率曲線，從圖中可以看出：在同等負(fù)載條件下，隨著輸出電壓的增加，效率增大。在相同的輸出電壓條件下，負(fù)載電流越大，效率越高。該變換器的峰值效率達(dá)到了96.17%。

圖13 效率曲線

4 結(jié) 論

論文提出了一種適用于寬輸出電壓范圍的PWM控制LLC諧振變換器，通過(guò)控制副邊開關(guān)管S5的占空比可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。其所有的MOSFET均能實(shí)現(xiàn)ZVS，二極管均能實(shí)現(xiàn)ZCS。相較于傳統(tǒng)的變頻控制，在全輸出范圍內(nèi)均采用PWM控制，便于磁性元件的設(shè)計(jì)，且變換器的增益特性與負(fù)載無(wú)關(guān)。此外，在固定副邊開關(guān)管S5的同時(shí)，引入PFM控制能夠進(jìn)一步擴(kuò)大輸出電壓增益范圍。為了驗(yàn)證其可行性，設(shè)計(jì)了一臺(tái)420 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其峰值效率為96.17%，具有良好的電壓調(diào)節(jié)功能。論文設(shè)計(jì)的變換器不僅適用于汽車充電的場(chǎng)合，也能夠廣泛的應(yīng)用于寬輸出電壓增益的應(yīng)用場(chǎng)合。