榮德生， 陳靚， 孫瑄瑨， 寧博

(1.遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105；2.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司葫蘆島供電公司，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

隨著光伏發(fā)電技術[1]不斷推廣和應用，其核心部件DC-DC變換器的高效高增益[2-4]的研究，逐漸成為光伏發(fā)電系統(tǒng)[5]研究的熱點。

目前實現(xiàn)DC-DC變換器高增益的技術方向[6-9]多種多樣。其中含耦合電感變換器[10-16]是升壓變換器的一大典型類別，在提高了電壓增益的同時實現(xiàn)了調節(jié)輸出的靈活性和可控性，時下應用廣泛。但該類變換器由于漏感的存在，實現(xiàn)高增益的同時，降低了變換器的工作效率；且傳統(tǒng)的單一耦合結構會與寄生電容發(fā)生諧振，造成瞬間的尖峰電壓，不但增加開關管電壓應力，還會影響變換器乃至發(fā)電系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性。

圍繞如何解決上述問題，學者們開展了一系列的研究：文獻[10]在單一的耦合結構上提出雙耦合設想，能夠提高變換器增益，但無法改善原有的漏感問題；文獻[11-12]不拘泥于傳統(tǒng)結構，結合開關電容與耦合電感變換器，進一步提高電壓增益，但不可避免地增加了磁件設計的難度；文獻[13]基于傳統(tǒng)耦合電感網(wǎng)絡，并引入三電平思想，提高了電壓增益，仍缺乏對開關管電壓應力的有效降低手段；文獻[14]針對耦合電感型Boost變換器引入鉗位、整流單元等技術，初步解決了耦合電感的漏感問題，但缺少具體的實驗應用分析；文獻[15]在文獻[14]的基礎上進一步系統(tǒng)闡述耦合電感變換器的各類拓撲結構，剖析內在聯(lián)系，其中重點對有源鉗位的改進方式，采用能量吸收支路的思路；文獻[16]對文獻[15]中提出的耦合電感變換器詳細解析，提出耦合電感倍壓單元結構，引入一般變換器提高其增益，但仍做不到無損吸收漏感能量。

本文在文獻[9]所提基本耦合電感Boost變換器的基礎上，分析耦合電感類DC-DC變換器的構成。將耦合電感副邊與一組二極管-電容(D-C)結構進行組合得到副邊倍壓結構，再將該結構與開關電容結構相結合，即可得到耦合電感-二極管-電容組合結構。在此基礎上拓展出一類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，這一類變換器在實現(xiàn)變換器高增益變換的同時，利用結構中一個D-C支路為鉗位吸收支路，抑制由于漏感與開關器件寄生電容諧振所產(chǎn)生的電壓沖擊。以其中一種采用該單元結構的變換器為例，詳細分析該結構變換器在CCM(continuous conduction mode，CCM)模式和DCM(discontinuous conduction mode，DCM)模式下變換器的工作原理，最終通過仿真與搭建實驗機對理論進行驗證。

1 變換器拓撲結構提出

1.1 耦合電感Boost變換器組成

文獻[5]所提的基本耦合電感Boost變換器如圖1所示，該變換器由三部分組成：帶有耦合電感原邊的前級儲能結構、帶有耦合電感副邊的倍壓結構以及二極管電容(DC)輸出結構。

圖1 基本耦合電感Boost變換器

對于具有耦合電感的升壓DC-DC變換器來說，其均可由上述三種結構組合而來。其中，耦合電感倍壓結構是實現(xiàn)變換器高增益變換的關鍵環(huán)節(jié)。

1.2 耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器的構造思路

構建耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，從以下三部分進行分析：

1)前級儲能結構。

對于耦合電感PWM型變換器來說，據(jù)耦合電感原邊n1和開關管S位置的不同，可以簡單地分為Boost型和Buck-Boost型兩種結構，如圖2所示。

圖2 兩種前級結構

根據(jù)不同的前級結構，即可對后級耦合電感倍壓結構進行設計。

2)耦合電感-二極管-電容組合結構。

由于耦合電感副邊n2的能量是由原邊n1儲能得到的，故其可與一組二極管-電容(D-C)結構進行組合，得到副邊組合結構如圖3(a)所示。再將該結構與開關電容結構相結合，即可得到耦合電感-二極管-電容組合結構。該結構利用耦合電感漏感抑制了開關電容中較大電流沖擊，同時還可以利用開關電容中結構中的一個的D-C支路作為耦合電感的鉗位吸收支路，抑制了因漏感產(chǎn)生的開關管兩端較大的電壓沖擊。

以一種常見的“X型”開關電容結構為例，依據(jù)上述思想，引入副邊組合結構，得到一種耦合電感-二極管-電容組合結構如圖3(b)所示。其中，二極管D2-C1為開關管的鉗位支路。

圖3 耦合電感-二極管-電容組合結構構成

3)D-C輸出結構。

變換器的輸出D-C結構根據(jù)輸出二極管方向，可分為同向輸出型以及反向輸型，兩種結構如圖4所示。

圖4 兩種輸出結構

將上述三個部分選取合適結構進行級聯(lián)，即可構造出高增益耦合電感-二極管-電容組合的耦合電感高增益變換器。

1.3 一類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器

依據(jù)1.2節(jié)的構造思路，可提出一系列的耦合電感-二極管-電容組合的耦合電感高增益變換器。根據(jù)不同的前級結構，可分為Boost型變換器族和Buck-Boost型變換器族，對應的兩類拓撲結構如圖5、圖6所示。

圖5 高增益耦合電感Boost變換器族

圖6 高增益耦合電感Buck-Boost變換器族

2 變換器拓撲分析

選取圖5(a)中的I型高增益耦合電感Boost變換器結構做具體的拓撲分析，其等效結構如圖7所示。其中耦合電感結構由耦合電感漏感Lk，勵磁電感Lm，以及匝比N=n2/n1的理想變壓器組成。

圖7 變換器的等效電路圖

2.1 工作原理

為便于變換器工作原理分析，有以下假設：

1)開關管、二極管為理想器件，導通關斷時間為0、導通壓降為0；

2)電容為理想器件，忽略電容的紋波電壓；

3)考慮耦合電感漏感Lk對變換器性能的影響，耦合系數(shù)k=Lm/(Lm+Lk)、耦合電感匝比N=n2/n1。

2.1.1 CCM模式

當變換器一個開關周期內，勵磁電感電流連續(xù)，即變換器工作在CCM模式下。此時共存在5種工作模態(tài)，其基本波形如圖8所示，對應的工作模態(tài)如圖9所示。

圖8 CCM工作模態(tài)基本波形

圖9 變換器CCM工作模態(tài)

工作模態(tài)1[t0，t1]：開關管S開通，二極管D1，D2，D3截止，Do導通；電源通過S為電感Ln1儲能，勵磁電感電流iLm及漏感電流iLk增加；耦合電感的二次側經(jīng)C1，C2過S與D3為負載供電。

工作模態(tài)2[t1，t2]：由于較小的漏感該階段時間短，S關斷，二極管D2，Do導通，D1，D3截止；漏感Lk，C3放電給C1，其電流快速下降，將開關管S的端電壓鉗位于VC1-VC3；同時，輸入電源同耦合電感二次側過C2為負載供電。至t2時刻，電流iLn2下降為零，Do關斷，模態(tài)結束。

工作模態(tài)3[t2，t3]：開關管仍關斷，二極管D1，D2導通，D3，Do截止；漏感Lk與電容C3為C1充電，電流iLk與電流iD2持續(xù)下降；輸入Vin串聯(lián)耦合電感原副邊通過D1共同為電容C2充電，電流iD1自零線性上升；電容Co為負載供電。至t3時刻，電流iLD2下降為零，D2關斷，模態(tài)結束。

工作模態(tài)4[t3，t4]：，開關管S繼續(xù)關斷，二極管D1，Do截止，D2，D3導通；輸入Vin串聯(lián)耦合電感原副邊仍為C2充電；耦合電感副邊Ln2通過D3放電給電容C3；此時，電感L1經(jīng)過D1為電容C3充電；電容Co持續(xù)為負載供電。

工作模態(tài)5[t4，t5]：此段極小時間內S導通，二極管D2，Do截止，D1，D3導通；輸入電源Vin為電感Ln1儲能，一次側電流線性上升；耦合電感副邊仍為電容C3放電；電容Co依舊提供負載供電。至t5時刻，二次側電流下降為零，D3關斷。

2.1.2 DCM模式

當變換器一個開關周期內，勵磁電感電流斷續(xù)，即變換器工作在DCM模式下。此時共存6種工作模態(tài)，對應工作模態(tài)如下圖10所示，其基本波形如圖11所示。

圖10 變換器DCM工作模態(tài)

圖11 DCM工作模態(tài)基本波形

其中，工作模態(tài)2[t1，t2]與工作模態(tài)3[t2，t3]同CCM模式下的一致，不再具體贅述。

工作模態(tài)1[t0，t1]：開關管S開通，二極管D1，D2，D3截止，Do導通；電源通過S電感為Ln1儲能，勵磁電感電流iLm及漏感電流iLk增加；耦合電感的二次側經(jīng)C1，C2過S與D3為負載供電，電流iDo自零線性上升。

工作模態(tài)4[t3，t4]：開關管S繼續(xù)關斷，二極管Do，D2截止，D1，D3導通；輸入Vin串聯(lián)耦合電感原副邊過二極管D1為C2充電，iD1線性下降；耦合電感副邊Ln2通過D3放電給電容C3；電容Co持續(xù)為負載供電。至t4時刻，電流iD1下降為零，D1關斷，模態(tài)結束。

工作模態(tài)5[t4，t5]：開關管S繼續(xù)關斷，二極管D1，D2，Do截止，D3導通；耦合電感副邊Ln2通過D3放電給電容C3，電流iD3線性下降；電容Co依舊提供負載供電。至t5時刻，電流iD3下降為零，模態(tài)結束。

工作模態(tài)6[t5，t6]：開關器件均關斷，此時電感電流斷續(xù)模態(tài)，勵磁電感Lm、漏感Lk不再釋放能量，電容Co依舊提供負載供電。

2.2 變換器穩(wěn)態(tài)分析

1)性能分析。

經(jīng)上節(jié)對變換器在CCM模型下的模態(tài)分析，對穩(wěn)態(tài)分析時可忽略時間較小的過渡模態(tài)，即不考慮模態(tài)2和模態(tài)5。

工作模態(tài)1各回路電壓關系為：

(1)

工作模態(tài)3各回路電壓方程為：

(2)

對應工作模態(tài)4存在如下電壓關系：

(3)

基于上述電壓關系，根據(jù)電感電壓伏秒積面積平衡原理可得變換器的電壓增益

(4)

設k=1，各電容、二極管器件電壓應力如下：

(5)

(6)

(7)

(8)

(9)

(10)

開關管S的電壓應力為

(11)

2)臨界電感值的計算。

在DCM模式下，忽略漏感對變換器影響的短時間模態(tài)，變換器的主要電流波形如下圖12所示。此外，令占空比DL=D2+D3，為勵磁電感Lm下降至零的占空比。

圖12 DCM工作模態(tài)基本波形

設勵磁電感電流iLm的峰值為

(12)

得到各二極管的平均電流如下：

(13)

(14)

(15)

k=1時，根據(jù)電容的安秒平衡原理，各二極管的平均電流等于輸出電流Io，得電壓增益為

(16)

引入勵磁電感時間常數(shù)，表示為

(17)

得占空比DL的表達式

(18)

將式(18)回代式(16)，得變換器C-DCM模式的電壓增益

(19)

當變換器處于BCM模式，可推臨界勵磁電感時間常數(shù)為

(20)

根據(jù)時間常數(shù)表達式，對應臨界勵磁電感τLmB與占空比D的關系曲線如圖13所示。當τLm>τLmB時，變換器工作在C-CCM模式，反之，變換器則處于C-DCM模式。

圖13 臨界勵磁電感時間常數(shù)τLmB與占空比D(N=2)

3 變換器性能對比

將圖5中本文提出的 I型變換器與常見的幾類變換器對比，幾種變換器的性能參數(shù)如表1所示。

表1 變換器參數(shù)對比

以耦合電感的匝比N=2的固定情況為參考，上述四種變換器的增益對比曲線如圖14，變換器的開關管電壓應力對比曲線如圖15。

圖14 變換器增益對比圖

圖15 開關管S電壓應力對比圖

由圖14可知，本文所提高增益Boost型變換器性能在現(xiàn)有幾大類變換器的基礎上明顯提升電壓增益。而由圖15可知，單元化改善的耦合電感變換器的電壓應力最小，實際應用時能夠選取電壓應力更低的MOSFET器件。

4 仿真與實驗

對于耦合電感高增益型DC-DC變換器來說，在CCM模式下變換器具有較小的電流紋波，對輸出電容要求相對較低，有利于降低電容的容量與體積。故在進行仿真與實驗中，采用CCM工作模式。

4.1 仿真驗證

為初步驗證上節(jié)理論分析，利用PSIM仿真軟件，對圖5中本文提出的I型變換器進行仿真實驗。變換器的控制環(huán)路采用C Block模塊實現(xiàn)，設置變換器參數(shù)如下：輸入電壓Vin=20 V，輸出電壓Vo=200 V，功率為150 W，耦合電感匝比n=2，開關頻率f=50 kHz，電容C1=C2=C3=Co=100 μH，勵磁電感Lm=60 μH，漏感Lk=1.8 μH。

變換器的電壓仿真波形如圖16所示，可以看出，在輸出電壓為200 V的情況下，開關管S的電壓應力僅約43.7 V，變換器占空比D約為0.51，在高增益的情況下保持較低的電壓應力，各個二極管電壓應力也均小于輸出電壓。

圖16 變換器電壓仿真波形

變換器電流仿真波形如圖17所示?？梢钥闯?，耦合電感原、副邊電流波形變化趨勢與理論分析相符。二極管D2實現(xiàn)了零電流關斷，二極管D1、D3、Do實現(xiàn)了零電流導通。

圖17 變換器電流仿真波形

4.2 實驗驗證

對提出的高增益變換器設計理論進行實驗驗證，搭建一個150 W的樣機，如圖18所示。詳細的參數(shù)見下表2。

表2 實驗樣機參數(shù)

圖18 實驗樣機平臺

如圖19所示，為變換器輸出電壓與開關管應力，其中變換器的輸出電壓約200 V，滿足理論分析的高增益；同時，開關管S的電壓應力僅約為43 V，實現(xiàn)了較低低電壓應力，與仿真一致。

圖19 變換器輸出電壓與開關管電壓應力波形圖

各開關器件的電壓應力如圖20中波形所示。由上下圖知，二極管D2的電壓應力約為43 V與開關管S相同；另外，D1、Do的電壓應力相同，約為117 V；二極管D3為76 V。圖中波形均符合理論分析，在電壓應力參數(shù)上各個器件均具有良好表現(xiàn)。

圖20 變換器功率器件電壓應力波形圖

此外，變換器的各器件電流波形如圖21，其中圖21(a)為變換器一次側漏感和副邊電流波形圖，圖21(b)～圖21(c)為二極管電流波形圖。可以看出，二極管D2實現(xiàn)了零電流關斷，二極管D1，D3，Do實現(xiàn)了零電流導通，實驗結果與仿真一致。

圖21 變換器電流波形圖

圖22所示為本文所提變換器與表1中的幾類常見升壓變換器在20 V輸入200 V輸出情況下的參考效率曲線?？梢钥闯霰疚乃嶙儞Q器在由于具有較高的電壓增益且共用漏感吸收回路，變換器整體效率較高，在110 W左右達到最高效率約為93.7%。由于變換器均采用手工制板，變換器效率還可進一步優(yōu)化。

圖22 變換器效率曲線對比

5 結 論

本文對基本耦合電感Boost變換器進行改造，通過添加多個輔助D-C支路，進一步推演出一系列耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，該變換器具有以下特點：

1)通過組合D-C支路，變換器的電壓增益明顯提升且增益可通過耦合電感匝比n靈活調節(jié)；

2)利用其中一個D-C為無源鉗位支路，吸收漏感能量并在主開關管關斷后，對其電壓進行鉗位，開關管具有較低的電壓應力；

3)拓展出兩類耦合電感-二極管-電容組合的高增益DC-DC變換器，分別為Boost型族和Buck-Boost型族，可應用于各種高效高增益場合。