劉啟明 郭 濤 張程杰 古依聰 劉葉琦

（中北大學電子測試技術(shù)國家重點實驗室 太原 030051）

1 引言

材料受到應(yīng)力作用下發(fā)生變形和斷裂，局域源快速釋放能量產(chǎn)生瞬態(tài)彈性波的現(xiàn)象稱為聲發(fā)射（Acoustic Emission，AE）［2］，有時也稱為應(yīng)力波發(fā)射。聲發(fā)射檢測也是無損檢測的方法之一。這種檢測方法高效率，操作方便，在無損檢測中被廣泛使用。

針對一些設(shè)備的敏感結(jié)構(gòu)（如鋼結(jié)構(gòu)、飛機結(jié)構(gòu)以及油罐底等），在受到外部環(huán)境（溫度、濕度、酸雨甚至外力）作用下，會直接影響到結(jié)構(gòu)的組織性能，產(chǎn)生疲勞裂紋，進一步可能造成鋼結(jié)構(gòu)的坍塌，產(chǎn)生嚴重的事故；如果能在第一時間發(fā)覺疲勞裂紋的萌芽、拓展，并且精確地定位損傷源，對于人身、財產(chǎn)安全將具備十分重要的意義。為了盡可能地把有用的信號給提取到，減少噪聲的干擾，應(yīng)該首先對聲發(fā)射傳感器檢測的聲信號進行小波閾值降噪，再通過調(diào)理電路輸出，最后經(jīng)處理器處理后送到上位機，對檢測結(jié)構(gòu)進行嚴格把控。在此設(shè)計了一款通頻帶為50kHz～300kHz，增益為20dB、40dB和60dB可調(diào)的低頻聲發(fā)射前置放大器，對于之前所設(shè)計的調(diào)理電路進行優(yōu)化處理。

2 前置放大器的電路設(shè)計方案

該設(shè)計的前置放大器電路主要涵蓋四個部分，包括：濾波部分，放大部分、電源部分，接口及輸出信號傳輸部分［3～4］；前置放大器是位于聲發(fā)射傳感器與主機之間銜接的一個重要的部分，可直接影響到后面主機對聲信號的處理，導致信噪比降低。濾波部分對無用的信號進行濾除，保留有限頻帶范圍的信號通過，提高信噪比；放大部分是聲發(fā)射電路設(shè)計的核心所在，直接影響著前置放大器電路的性能；電源部分負責對前置放大器整體進行供電；信號傳輸部分是指調(diào)理電路與聲發(fā)射傳感器和主機之間的傳輸。

2.1 濾波部分的電路設(shè)計

根據(jù)前置放大器的設(shè)計要求，通頻帶設(shè)置為50kHz～300kHz，增益為20dB、40dB和60dB可調(diào)；考慮到噪聲有絕大部分在低頻段范圍內(nèi)，在此先利用低通濾波器把低頻的無用的信號給過濾掉。通過對幾種不同類型、不同階數(shù)的低通濾波器分析，最后選用了通帶內(nèi)頻率響應(yīng)曲線最平滑、通帶外衰減幅度大的巴特沃斯低通濾波器進行設(shè)計。本次選用了是四階壓控電壓源—Sallen-Key結(jié)構(gòu)型巴特沃斯低通濾波器，設(shè)置截至頻率為350kHz，增益為1，電路如圖1所示。

圖1 Sallen-Key結(jié)構(gòu)型巴特沃斯低通濾波器

在350kHz，對應(yīng)的增益為-2.684dB，符合電路要求，電路仿真結(jié)果如圖2所示。

圖2 Sallen-Key結(jié)構(gòu)型巴特沃斯低通濾波器仿真圖

在經(jīng)過帶通濾波器對信號進行第二次濾波，把高頻無用信號濾除，進一步減少低頻信號噪聲的影響，選用帶通濾波反相衰減器電路，設(shè)置通帶范圍為50kHz～300kHz增益為1的帶通濾波電路，如圖3所示。

圖3 帶通濾波反相衰減器電路

在50.135kHz，對應(yīng)的增益為-0.353dB，符合電路要求，電路仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4 帶通濾波反相衰減器電路仿真

對計算出來值取標準值，則C1為11nF，C2為470pF，C3為27nF。在此，為了保持電路的穩(wěn)定性，應(yīng)使R3盡可能小，以避免負載問題。

2.2 放大部分的電路設(shè)計

根據(jù)設(shè)計要求，設(shè)置增益為20dB、40dB和60dB可調(diào)；對于單級放大，其性能通常很難滿足電路和系統(tǒng)的要求，并且對于共模信號的抑制能力存在局限性，直接影響到電壓放大倍數(shù)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在此選用多級放大，第一節(jié)放大采用單端轉(zhuǎn)差分放大，第二節(jié)放大選用儀表放大器。

由于差分信號有較強的抗共模干擾信號［5］，并且適合長距離傳輸，符合本次設(shè)計要求，故在前置放大器前端設(shè)計一款單端轉(zhuǎn)差分電路，即傳感器輸出同相端輸入，反向端接地［6］；選用的是LMHTM系列的LMH6551器件，是一種高性能電壓反饋差分放大器。電路設(shè)計如圖5所示。

圖5 LMH6551單端轉(zhuǎn)差分電路

仿真結(jié)果如上，單位增益，VOCM=0，滿足條件，公式如下所示：

通過單端轉(zhuǎn)差分放大電路輸出的兩個信號（差分信號），該類信號如果通過一般的運算放大電路可能會產(chǎn)生更大的電噪聲，引入儀表放大器進行次級放大。

儀表放大器（IA）具備極高的共模和差模輸入阻抗、很低的輸出阻抗、精確和穩(wěn)定的增益，以及極高的共模抑制比，在測量儀器等廣泛的應(yīng)用。通過查詢相關(guān)數(shù)據(jù)手冊，同時比較了多個類型、型號儀表放大器，分別計算了各個型號放大器的自噪聲，最后選取了是德州儀器（TI）生產(chǎn)的儀表放大器作為放大電路的核心。本次選用了是INA823儀表放大器，增益為1dB～1000dB，最小增益時的帶寬為1.9MHz，涵蓋所要處理的放大信號，同時符合針對于儀表放大器高增益、高共模抑制比的設(shè)計要求；次級放大電路如圖6所示。

圖6 INA823儀表放大電路

一放對差模信號Ud加以放大，對共模信號Uc，Rg相當斷開，蛻變?yōu)殡妷焊S器，減輕了二放的共模抑制。Rf為50Ω，Rg電阻可調(diào)，結(jié)合單端轉(zhuǎn)差分電路，達到增益為20dB、40dB和60dB可調(diào)。電壓放大倍數(shù)公式如下：

2.3 電源部分

本次電源供電采用外接電源直接供電；濾波電路、單端轉(zhuǎn)差分放大電路和儀表放大器均是雙電源供電，對于正電壓，儀表INA823可供電范圍為2.7V～36V，在此統(tǒng)一和濾波電路、單端轉(zhuǎn)差分放大電路一致，設(shè)置成5V；本部分主要針對于負電源的設(shè)計，負電源可以通過變壓器獲得，也可以通過DC-DC電路獲??；前者結(jié)構(gòu)簡單，但其體積重量大，不易集成化，舍棄；本次設(shè)計采用的是TI具有反向降壓/升壓拓撲的TPS82130電源模塊降壓轉(zhuǎn)換器；電路設(shè)計如圖7。

圖7 電源配置電路

在3V～11.5V的輸入電壓以及在高達1.5A的電流下輸出-5V電壓，滿足設(shè)計要求。

2.4 接口及輸出信號傳輸部分

為了使輸出信號能夠可靠地進行傳輸，在調(diào)理電路與聲發(fā)射傳感器和主機之間選用高頻同軸電纜進行信號傳輸，選用了型號為GM5圓形高頻電連接器，適用頻率為DC-500MHz，螺紋連接鎖緊結(jié)構(gòu)，具備避免接地干擾，體積小等功能，滿足設(shè)計要求。

同軸電纜是一種屏蔽電纜，有傳輸距離長、信號穩(wěn)定的優(yōu)點，并且在較大范圍內(nèi)具有均勻不變的低損耗的特征阻抗，適用于從零頻率（直流）至甚高頻以至超高頻的頻段滿足要求［7］。接口類型選用與同軸電纜匹配BNC接口。

3 小波閾值去噪理論

鋼結(jié)構(gòu)、飛機結(jié)構(gòu)以及工業(yè)系統(tǒng)中的設(shè)備等，對其進行聲發(fā)射信號檢測過程當中，檢測現(xiàn)場會存在各種噪聲，所采集到信號很有可能會發(fā)生失真，甚至會被噪聲所淹沒［8］。通過小波閾值去噪，設(shè)置閾值，對含有各種噪聲進行處理，去噪后依然保留住了信號的特征，在信號分析上得到廣泛應(yīng)用。小波閾值去噪原理如圖8所示［9］。

圖8 小波閾值去噪原理圖

由圖8可得，小波閾值去噪主要涵蓋三個步驟：

1）選定一種層為N的小波信號進行小波分解；

2）選合適的閾值，用閾值函數(shù)對各層系數(shù)進行量化；

3）處理過后，系數(shù)重構(gòu)信號。

小于閾值的小波系數(shù)，經(jīng)小波變化由信號產(chǎn)生，保留；大于閾值的小波系數(shù)，噪聲產(chǎn)生，去除。

3.1 小波基函數(shù)選取原則

小波基有不唯一性，并且不同的小波基涵蓋的數(shù)學特征也不同（包括：小波基的正交性、高消失矩、緊支性、對稱性、反對稱性等），所對應(yīng)的小波閾值去噪的效果也不一樣［10］。根據(jù)實際要處理的信號，選擇合適的小波基函數(shù)進行閾值去噪，本次小波基函數(shù)選用了是coif2，無論在固定閾值設(shè)定方式降噪、小波包進行降噪，以及分層閾值設(shè)定方式降噪上，coif2的信噪比較db4高，均方根誤差較db4低；例如：db4/6層（分解層數(shù)）信噪比為8.0976，均方根誤差為0.3127；coif2/6層信噪比為8.287，均方根誤差為0.30599。

3.2 分解層數(shù)選取原則

根據(jù)不同的信號，在信噪比不同下會存在一個去噪效果較好或者接近較好的分解層數(shù)。分解層數(shù)的不同，會直接影響到小波閾值降噪的效果，分解層數(shù)的選擇在小波閾值降噪上起到了至關(guān)重要的作用。通常分解層數(shù)越高，對所有各層的小波空間的系數(shù)都進行閾值處理會造成信號的丟失，發(fā)生失真，消噪后的信噪比反而下降，與此同時，也會導致運算量加大，處理速率變慢等。分解層數(shù)過少，雖然信噪比提高了不少，但是消噪效果不理想，起不到消噪的作用。

3.3 小波閾值去噪的數(shù)值評價指標

聲信號進行閾值去噪后，用過引入信噪比（SNR）和均方根誤差（RMSE）兩個指標來對降噪效果分析和評價［11］，計算公式為

x(n)為聲發(fā)射傳感器輸出信號（即處理前信號），為處理之后的信號。

yi表示了是標準的原始信號，表示了是處理過后的估計信號。

3.4 實驗與結(jié)果分析

利用Matlab進行實驗，將通過固定閾值設(shè)定方式降噪、小波包進行降噪，以及分層閾值設(shè)定方式降噪，固定閾值設(shè)定方式包括：硬閾值去噪處理，軟閾值去噪處理，固定閾值后的去噪處理，極大極小值閾值處理［12］，下面將一一對被處理的聲信號進行驗證、比對。

綜合考慮小波基的數(shù)學特征，以及通過信噪比和均方根誤差兩個指標進行實驗驗證，最后選用coif2小波基函數(shù)進行小波閾值去噪。通過db4小波基和coif2小波基分別對聲信號進行分解層數(shù)為6層的小波閾值去噪，處理圖如圖9所示。

圖9 coif2與db4小波基小波閾值去噪結(jié)果

對應(yīng)信噪比和均方根誤差如表1所示。

表1 coif2與db4小波基閾值去噪結(jié)果

通過以上小波基閾值去噪的結(jié)果顯示可知，coif2小波基均優(yōu)于db4小波基。接下來通過分層閾值進行對所采集信號進行小波閾值去噪，本次采用coif2為小波基，分層數(shù)為3～9層，根據(jù)相應(yīng)的層數(shù)，對閾值進行相應(yīng)的調(diào)整，THR=［2，1，0.8，0.01，0.02，0.05，0.3，1，3］；分層閾值去噪結(jié)果如圖10所示。

圖10 coif2小波基分層閾值去噪結(jié)果圖

對應(yīng)的每一層的信噪比和均方根誤差如表2所示。

表2 coif2小波基分層閾值去噪結(jié)果

利用全局閾值處理，多層分解進行小波閾值去噪，信噪比和均方根誤差如表3所示。

圖10（a）為原始數(shù)據(jù)與分層數(shù)為 3、4、5閾值去噪后的波形，圖10（b）為原始數(shù)據(jù)與分層數(shù)為7、8、9閾值去噪后的波形，以及圖9coif2小波基6層閾值去噪后的波形，可以看出從第6、7層分解后波形較原始信號及其他層波形變得更佳圓滑，毛刺少，比較完整地保留了原始信號的特征［13］；表2為小波分層閾值去噪結(jié)果，表3為小波全局閾值去噪結(jié)果，可以很明顯看出，分層閾值去噪無論是信噪比還是均方根誤差均優(yōu)于全局閾值去噪，所對應(yīng)的每一層也皆是如此，很好保留了原始信號的奇異性和特征性，體現(xiàn)了分層閾值降噪方式的優(yōu)越性。

表3 coif2小波基小波全局閾值去噪結(jié)果分析

4 結(jié)語

本文針對聲發(fā)射傳感器惡劣的應(yīng)用環(huán)境，以及聲發(fā)射傳感器輸出聲信號微弱的特點，對含噪信號進行小波閾值降噪，在全局閾值去噪的基礎(chǔ)上引出分層閾值去噪方式，解決了全局閾值去噪的一些不足，使其在信噪比和均方根誤差上均優(yōu)于全局閾值去噪方式，具有更加優(yōu)越的去噪性能。本文采用的調(diào)理電路信號傳輸是差分信號，與之前的單端輸入相比，不僅具備了較強的抗共模干擾的能力，而且適合長距離傳輸，提高了信噪比，為后面的信號處理奠定了堅實的基礎(chǔ)。