一種具備直流故障清除能力的新型MMC子模塊拓?fù)?/h1>
2022-05-11 08:52:30束洪春王文韜江耀曦邵宗學(xué)廖孟黎
電力自動化設(shè)備 2022年5期
束洪春，王文韜，江耀曦，邵宗學(xué)，王 銳，廖孟黎
（1. 昆明理工大學(xué) 電力工程學(xué)院，云南 昆明 650500；2. 昆明理工大學(xué) 信息工程與自動化學(xué)院，云南 昆明 650500）
0 引言
隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，基于模塊化多電平換流器（MMC）的高壓直流輸電（MMC-HVDC）系統(tǒng)受到廣泛關(guān)注。與傳統(tǒng)電網(wǎng)換相換流器（LCC）相比，MMC 不存在換相失敗的問題。MMC-HVDC 憑借傳輸效率高、諧波含量低及模塊化設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)，已成為直流輸電領(lǐng)域的首選拓?fù)渲唬?-4］，在新能源并網(wǎng)方面與其他輸電方式相比更具競爭力。
MMC-HVDC 雖具備上述諸多優(yōu)點(diǎn)，但直流側(cè)發(fā)生故障時，存在故障電流上升迅速且無過零點(diǎn)等問題，如何應(yīng)對直流側(cè)故障仍是制約其發(fā)展的關(guān)鍵問題［5-7］。目前廣泛以半橋子模塊（HBSM）構(gòu)成MMC作為主要方案，但HBSM 并不具備清除直流側(cè)短路故障的能力［8-9］。直流斷路器尚在發(fā)展，其成本較高且開斷短路電流的能力有限。目前直流故障大多采用斷開交流側(cè)斷路器等傳統(tǒng)保護(hù)方式，系統(tǒng)恢復(fù)時間過長，嚴(yán)重影響整個系統(tǒng)的可靠性。
利用子模塊自身特點(diǎn)清除直流故障電流是一種經(jīng)濟(jì)、有效的直流故障清除方式［10］，該方法通過改變子模塊本身的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與開關(guān)管脈沖觸發(fā)方式來清除直流故障，無需直流斷路器，在降低成本的同時保證直流系統(tǒng)具有較高的可靠性。文獻(xiàn)［11］提出了一種具有直流故障阻斷能力的MMC 不對稱型全橋子模塊，該子模塊與全橋子模塊（FBSM）相比降低了所用IGBT 的數(shù)量，但故障清除速度較慢。文獻(xiàn)［12］推導(dǎo)了一種移位全橋子模塊，該子模塊相比其他具備直流故障自清除能力的子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具備額外的子模塊電容電壓自均衡能力。文獻(xiàn)［13］提出了一種基于HBSM 與改進(jìn)型HBSM 的改進(jìn)混合型半橋MMC，其借助橋臂轉(zhuǎn)移支路和直流能量耗散支路，配合相應(yīng)的協(xié)調(diào)控制策略，實(shí)現(xiàn)直流故障電流阻斷。文獻(xiàn)［14］提出了一種適用于實(shí)時仿真的MMC 電容電壓優(yōu)化均衡方法。該算法采用一種串、并行觸發(fā)結(jié)合的混合觸發(fā)模式，大幅減少了觸發(fā)脈沖產(chǎn)生的時間。為了具備直流故障清除能力，上述子模塊所用器件過多，建設(shè)成本高，運(yùn)行損耗大，降低系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性，從子模塊工作模式可以看出，相比HBSM，上述子模塊控制復(fù)雜，靈活性差，進(jìn)一步降低了系統(tǒng)可靠性。
為解決上述問題，本文提出一種兼具經(jīng)濟(jì)性與靈活性的具備直流故障自清除能力MMC子模塊——基于半橋的五電平新型子模塊（FLHBSM）拓?fù)?。首先給出了FLHBSM 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其所有工作模式，對直流故障清除機(jī)理進(jìn)行了分析說明，并與其他典型子模塊拓?fù)湓谄骷?shù)量、運(yùn)行損耗等方面進(jìn)行了對比，進(jìn)一步證明了FLHBSM 可以較好地兼容適用于HBSM 的電容均壓策略，并可根據(jù)實(shí)際需要在均壓方案中擇優(yōu)。最后在MATLAB／Simulink 平臺搭建仿真模型，驗(yàn)證了FLHBSM的有效性。
1 FLHBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模式
1.1 FLHBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
FLHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由9個IGBT（T1—T9）、4 個電容（C1—C4）和10 個二極管（D1—D10）構(gòu)成。圖中，Usm為FLHBSM的輸出電平。
圖1 FLHBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of FLHBSM
FLHBSM 由4 個HBSM 通過特定的連接方式得到。與4個HBSM 串聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，F(xiàn)LHBSM 的輸出電平為單個HBSM 的4 倍，其拓?fù)渌黾拥膹?fù)雜度不高，且FLHBSM 中4 個子模塊電容的投切互不影響，這與4 個HBSM 串聯(lián)結(jié)構(gòu)相同，雖然具體實(shí)現(xiàn)難度略有增加，但FLHBSM具備直流故障清除能力。
FLHBSM 拓?fù)渲?個HBSM 均設(shè)置旁路開關(guān)，當(dāng)其中任意HBSM 出現(xiàn)故障時，通過旁路開關(guān)將其旁路，因此不會影響其余3 個HBSM 的投入與切除，此時可用1 個HBSM 代替故障元件，這與4 個HBSM 串聯(lián)結(jié)構(gòu)類似。只有FLHBSM 中的T7、D7、D10出現(xiàn)故障時，才會影響整個子模塊的運(yùn)行，此時可以用4 個HBSM 代替單個故障FLHBSM。因此MMC系統(tǒng)的冗余子模塊可使用FLHBSM 進(jìn)行配置，也可使用少量HBSM進(jìn)行配置。
1.2 FLHBSM工作模式
FLHBSM 共有15 種正常工作模式和2 種閉鎖工作模式。當(dāng)FLHBSM 正常運(yùn)行時，T7始終工作在導(dǎo)通狀態(tài)，通過控制其他IGBT 的開通和關(guān)斷可使FLHBSM 工作在15 種正常模式。當(dāng)MMC 啟動或直流側(cè)發(fā)生故障時，所有IGBT 均關(guān)斷，電流通過與IGBT 反并聯(lián)的二極管和二極管D10流通，F(xiàn)LHBSM工作在2種閉鎖模式。各工作模式下FLHBSM 的IGBT開關(guān)狀態(tài)如附錄A表A1所示，各工作模式下FLHBSM的電流流通路徑圖見附錄A圖A1。
由表A1 和圖A1 可知：在正常工作模式下，T7始終導(dǎo)通，T1、T2的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C1的投入與切除；T3、T4的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C2的投入與切除；T5、T6的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C3的投入與切除；T8、T9的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C4的投入與切除。FLHBSM可以獨(dú)立輸出任意一個電容電壓，各電容的投入與切除互不影響，控制方式靈活，通過均壓排序算法可以實(shí)現(xiàn)電容電壓的均衡，且控制難度與4 個HBSM串聯(lián)結(jié)構(gòu)基本相同。FLHBSM 的輸出電壓Usm與各電容電壓UC1—UC4的關(guān)系可表示為：
式中：S1、S4、S5、S7、S9分別為T1、T4、T5、T7、T9的觸發(fā)信號，其取值為0 表示IGBT 關(guān)斷，取值為1 表示IGBT導(dǎo)通?？梢愿鶕?jù)電路實(shí)際需要，通過控制IGBT 的通斷使4 個電容任意組合輸出，使每個電容具有更好的均壓效果，控制靈活度高。
2 直流故障自清除機(jī)理
在柔性直流輸電系統(tǒng)中，直流側(cè)可能發(fā)生的故障一般包括單極接地故障和雙極短路故障［15-17］，雙極短路故障的危害比單極接地故障更嚴(yán)重，因此本文以直流線路雙極短路故障為例進(jìn)行分析。
2.1 FLHBSM閉鎖前的故障電流分析
由本文所提FLHBSM 構(gòu)成的MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖見附錄A 圖A2，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與全橋和半橋型MMC類似，基于FLHBSM 的MMC 上、下橋臂均由橋臂電感La、橋臂電阻Ra以及N個FLHBSM串聯(lián)構(gòu)成。
在直流故障發(fā)生前，基于FLHBSM 的MMC 處于正常工作模式，采用最近電平逼近調(diào)制（NLM）策略，每相橋臂有4N個子模塊電容處于投入狀態(tài)，其余4N個子模塊電容處于旁路狀態(tài)，采用子模塊電容均壓算法后，每個子模塊電容電壓都是動態(tài)變化的，可以認(rèn)為每個子模塊電容電壓均為UC。直流側(cè)電壓Udc與子模塊電容電壓UC之間的關(guān)系可表示為：
圖2 為故障回路等效的RLC 放電電路。圖中：Ldc和Rdc分別為直流線路電感和電阻；Rf為短路電阻；idc(t)為故障后閉鎖前直流側(cè)短路電流；uC(t)為任意時刻t下橋臂等效電容兩端電壓。
圖2 FLHBSM閉鎖前MMC等效電路Fig.2 Equivalent circuit of MMC before FLHBSM blocking
由圖2可得故障電流方程組如式（5）所示。
從idc(t)的物理意義出發(fā)，在直流側(cè)雙極短路發(fā)生后的短時間內(nèi)，idc(t)主要由兩部分組成，一部分是子模塊電容向故障點(diǎn)釋放的能量，另一部分是橋臂電感以及直流線路上電感吸收的能量，其中，由子模塊電容釋放的能量占主導(dǎo)部分，兩部分的疊加使得idc(t)迅速增大。
2.2 FLHBSM閉鎖后的故障電流分析
當(dāng)短路電流上升到一定值后，系統(tǒng)檢測到短路故障并向FLHBSM 發(fā)出閉鎖信號，使基于FLHBSM的MMC 進(jìn)入閉鎖狀態(tài)，此時故障回路等效電路如圖3 所示。圖中：i＇dc(t)、C＇0分別為閉鎖后直流側(cè)短路電流、等效電容；u＇C(t)為閉鎖后任意時刻t下橋臂等效電容兩端電壓。
圖3 FLHBSM閉鎖后MMC等效電路Fig.3 Equivalent circuit of MMC after FLHBSM blocking
由附錄A 表A1 和圖A1（q）可知，F(xiàn)LHBSM 閉鎖后電流由子模塊負(fù)輸入端輸入時，每相FLHBSM 中有4N個子模塊電容投入電路中充電，因此閉鎖后橋臂等效電容C＇0的表達(dá)式如式（7）所示。
從i＇dc(t)的物理意義出發(fā)，F(xiàn)LHBSM 閉鎖后，由于回路中電感的作用，短路電流無法突變，短時間內(nèi)方向仍與二極管導(dǎo)通方向相同，此時子模塊電容反向接入故障回路中進(jìn)行充電，二極管會因?yàn)樽幽K電容的反向電壓箝位而關(guān)斷，回路中的短路能量回饋到子模塊電容中，故障電流下降到0 后不會反向增大，電容無法向故障點(diǎn)釋放能量［18］。
針對子模塊閉鎖后交流側(cè)可能通過MMC 向短路點(diǎn)饋入電流問題，作出如下分析。以a、b 兩相為例，子模塊閉鎖后，交流側(cè)可能通過a相上橋臂、b相下橋臂與短路點(diǎn)構(gòu)成回路向短路點(diǎn)饋入能量，該回路如圖4 所示。圖中：UCS為單相單個橋臂子模塊閉鎖后反向投入的單個子模塊電容電壓；Uab為a、b 兩相線電壓；Lab為回路總電感；Rab為回路總電阻。
圖4 交流側(cè)饋流等效電路Fig.4 Equivalent circuit of feed current at AC side
直流系統(tǒng)正常運(yùn)行時，忽略二極管導(dǎo)通壓降及電阻、電感壓降。交流電壓與子模塊電容電壓應(yīng)滿足：
式中：m為電壓調(diào)制比；Usjm（j=a，b）為j相交流側(cè)相電壓幅值；Uabm為a、b兩相線電壓幅值。當(dāng)直流側(cè)短路，子模塊閉鎖后，每相上、下橋臂各有2N個子模塊電容反向投入電路，即閉鎖后等效電容C＇0兩端電壓為4NUCS。由式（10）可得：
式（11）恒成立，因此FLHBSM 閉鎖后可以保證MMC 閥側(cè)電壓高于交流電壓幅值。交流側(cè)無法向故障點(diǎn)饋入能量，實(shí)現(xiàn)直流故障的自清除［19］。
3 FLHBSM經(jīng)濟(jì)性分析
3.1 耐壓方面
當(dāng)FLHBSM 工作在正常工作模式時，對于T1、D1與T2、D2，當(dāng)T1導(dǎo)通時，T1和D1承受單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，T2和D2承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和；當(dāng)T2導(dǎo)通時，T2和D2承受單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，T1和D1承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和，這與HBSM 開關(guān)管的耐壓特性類似。對于T3、D3與T4、D4和T5、D5與T6、D6以及T8、D8與T9、D9，均與T1、D1與T2、D2的耐壓特性類似，可能承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和。T7、D7始終保持開通狀態(tài)，因此T7、D7承受單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降。對于D10，當(dāng)電容C2—C4均投入電路中時，D10承受最大反向電壓3UC，可用3個反向額定電壓為UC的二極管串聯(lián)等效。
當(dāng)FLHBSM 工作在閉鎖工作模式，橋臂電流由子模塊正輸入端流入、負(fù)輸入端流出時，T1、D1、T4、D4、T5、D5、T7、D7、T9、D9均承受單個開關(guān)管導(dǎo)通壓降；T2、D2、T3、D3、T6、D6、T8、D8承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和，D10承受最大反向電壓仍為3UC。當(dāng)FLHBSM 工作在閉鎖工作模式，橋臂電流由子模塊負(fù)輸入端流入、正輸入端流出時，T5、D5、T6、D6均承受單個子模塊電容電壓的一半；由于D3、D8的導(dǎo)通使得T2、D2、T3、D3與T8、D8、D10均承受單個開關(guān)管導(dǎo)通壓降，T1、D1、T4、D4與T9、D9承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和；T7、D7承受的最大反向電壓為子模塊電容電壓的2倍。
由上述分析可知，F(xiàn)LHBSM 中除了T7、D7以及D10外，其他所有開關(guān)管可能承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和。T7、D7可能承受的最大反向電壓約為子模塊電容電壓的2 倍。二極管D10可能承受的最大反向電壓約為3UC。搭建仿真模型得T1、T3、T5、T7、T9以及D10承受電壓波形見附錄A圖A3。
3.2 器件方面
由圖1 可知，F(xiàn)LHBSM 的器件主要由IGBT、二極管以及電容組成。由于不同子模塊在輸出相同電平數(shù)時所需電容成本是基本相同的，因此電容成本不計(jì)入器件方面分析中，本文器件成本只考慮IGBT 與二極管。
對比HBSM、FBSM、箝位雙子模塊（CDSM）以及半全混合型子模塊（HB-FBSM）和FLHBSM的器件成本。HBSM、FBSM、CDSM 以及HB-FBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖見附錄A 圖A4。設(shè)由每種子模塊的上、下橋臂均包含N個子模塊電容，承受最大反向電壓為XUC（X=1，2，…）的IGBT 或二極管采用X個承受最大反向電壓為UC的IGBT 或二極管串聯(lián)代替。構(gòu)建式（12）來近似表示各子模塊輸出單位電平所需投資成本S。
式中：St為子模塊輸出單位電平所需IGBT 的數(shù)量；M為二極管相對于IGBT 的價(jià)格比，本文取0.2；Sd為子模塊輸出單位電平所需二極管的數(shù)量；K為IGBT的單價(jià)。根據(jù)式（12）可得不同子模塊輸出單位電平所需成本，如表1 所示。由表1 可知，F(xiàn)LHBSM 相較于除HBSM 之外的其他子模塊，所用器件少，成本低，具有一定的經(jīng)濟(jì)優(yōu)勢，但HBSM 不具備故障清除能力。
表1 不同子模塊輸出單位電平所需成本Table 1 Different sub-modules output unit level costs
3.3 損耗方面
MMC 的運(yùn)行損耗主要包含開關(guān)損耗和通態(tài)損耗，其中通態(tài)損耗在系統(tǒng)運(yùn)行損耗中占有較高的比重。單位電平所需流通的電力電子器件個數(shù)可作為子模塊的運(yùn)行損耗的衡量指標(biāo)。
根據(jù)附錄A 表A1 和圖A1，在T7導(dǎo)通的前提下，F(xiàn)LHBSM 的4 個子模塊電容分別由不同的2 個IGBT控制投入電路或旁路，MMC 輸出電平數(shù)相同時，F(xiàn)LHBSM 與HBSM 所使用的電容均壓算法基本相同。在實(shí)際工程中MMC 電平數(shù)達(dá)到幾十甚至幾百，每個FLHBSM 比4 個HBSM 僅多一個T7和一個二極管D7的通態(tài)損耗，但由于T7與D7可能承受的最大反向電壓約為2 倍子模塊電容電壓，因此在損耗成本上FLHBSM約為HBSM的1.5倍。
FBSM相比HBSM在輸出單位電平時要多導(dǎo)通1組開關(guān)管，損耗是HBSM 的2 倍；CDSM 相比HBSM在輸出單位電平時要多導(dǎo)通0.5 組開關(guān)管，損耗是HBSM 的1.5 倍；HB-FBSM 相比HBSM 在輸出單位電平時要多導(dǎo)通0.5 組開關(guān)管，損耗也是HBSM 的1.5倍。在損耗成本上FLHBSM 與FBSM 相比要降低約25%，與CDSM、HB-FBSM基本持平。
4 子模塊電容均壓策略對比
FLHBSM 由4個HBSM 通過特定連接方式得到，與HBSM 所應(yīng)用均壓算法基本相同。本文通過對所有子模塊電容應(yīng)用優(yōu)先系數(shù)排序策略與冒泡法排序策略進(jìn)行對比，突出FLHBSM的經(jīng)濟(jì)性與可控性。
優(yōu)先系數(shù)排序策略就是使每一個子模塊電容均參與電容電壓排序，通過這種方式使每個子模塊電容電壓差異較小，進(jìn)而減小環(huán)流、諧波含量。通過取不同的優(yōu)先系數(shù)可以獲得不同的開關(guān)頻率與均壓效果。優(yōu)先系數(shù)排序策略流程圖見附錄A 圖A5。本文取允許的最小子模塊電容電壓Umin=0.9UN（UN為子模塊電容電壓額定值），允許的最大子模塊電容電壓Umax=1.1UN，充電投入優(yōu)先系數(shù)K1=0.97，充電切除優(yōu)先系數(shù)K2=1，放電投入優(yōu)先系數(shù)K3=1.03，放電切除優(yōu)先系數(shù)K4=1。應(yīng)用冒泡法對所有子模塊電容電壓進(jìn)行排序的流程圖見附錄A圖A6。
搭建基于FLHBSM 的MMC-HVDC 系統(tǒng)仿真模型，應(yīng)用NLM 策略對2 種電容電壓排序算法的均壓效果進(jìn)行比較，送端MMC a 相上橋臂各子模塊電容電壓仿真結(jié)果以及送端MMC a 相上橋臂T1的開關(guān)頻率波形見附錄A 圖A7。從仿真結(jié)果可以看出：冒泡法雖然可以獲得很好的均壓效果，但開關(guān)頻率過高，易損壞開關(guān)管，可靠性低；優(yōu)先系數(shù)排序算法均壓效果雖不如冒泡法，但電容電壓間的最大不平衡度不超過5%，滿足實(shí)際工程要求，并且大幅降低開關(guān)頻率，對器件的要求大幅降低，并可通過選取不同的優(yōu)先系數(shù)，在均壓效果和開關(guān)頻率之間做出權(quán)衡?？梢钥闯觯現(xiàn)LHBSM 可以較好地兼容適用于HBSM的電容均壓策略，并可根據(jù)實(shí)際需要選擇最優(yōu)均壓策略。
5 仿真驗(yàn)證與分析
為了驗(yàn)證所提FLHBSM 直流故障清除能力，基于MATLAB／Simulink 仿真平臺搭建了附錄A 圖A8所示基于FLHBSM 的雙端±100 kV 21 電平MMCHVDC系統(tǒng)仿真模型，仿真模型參數(shù)見附錄A表A2。
FLHBSM 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時直流電流idc和正極電壓Udc1仿真結(jié)果見附錄A 圖A9，可以看出Udc1波動范圍為［97.5，102.5］kV，idc波動范圍為［0.99，1.01］kA，均在允許范圍內(nèi)波動，能量在直流線路中穩(wěn)定傳輸。受端換流器輸出的交流電壓總諧波畸變率為4.05%，如附錄A 圖A10（a）所示；同等條件下應(yīng)用HBSM 作為雙端MMC-HVDC 系統(tǒng)子模塊，受端換流器輸出交流電壓總諧波畸變率為3.97%，如附錄A圖A10（b）所示，二者相差較小，均在允許波動范圍內(nèi)，這說明所搭建的基于FLHBSM 的MMC-HVDC 仿真系統(tǒng)可以穩(wěn)定運(yùn)行。
設(shè)4 s時在直流線路上發(fā)生雙極短路永久故障，延遲2 ms 后檢測到直流故障并閉鎖所有FLHBSM，在4.14 s 清除直流短路故障，并在4.15 s 時解除所有子模塊閉鎖狀態(tài)。直流故障清除過程中送端交流側(cè)電流（標(biāo)幺值）、Udc1以及idc的仿真波形如圖5 所示，送端a 相上橋臂各子模塊電容電壓波形見附錄A 圖A11。解除子模塊閉鎖過程的正極線路電壓、直流電流及送端a 相上橋臂各子模塊電容電壓仿真波形見附錄A圖A12。
圖5 直流故障清除仿真波形Fig.5 Simulative waveforms after DC fault clearing
由圖5可知，故障發(fā)生后、子模塊閉鎖前，子模塊電容迅速向故障點(diǎn)放電，直流電流迅速上升至正常運(yùn)行時的數(shù)倍。由附錄A 圖A11 可知：當(dāng)FLHBSM閉鎖后，2 個子模塊電容以串聯(lián)的方式反向投入電路中進(jìn)行充電，吸收直流線路的短路能量，使短路電流迅速下降到0，子模塊電容電壓上升；其余2 個子模塊電容旁路，維持閉鎖前的電容電壓保持不變，這說明FLHBSM 具備直流故障自清除能力。由附錄A圖A12 可知，MMC 重啟后經(jīng)2 s 左右子模塊電壓就可達(dá)到均衡，這說明系統(tǒng)恢復(fù)速度快。
6 結(jié)論
本文提出了一種FLHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在發(fā)生直流側(cè)短路故障時可通過閉鎖子模塊來清除直流故障，與其他具備直流故障清除功能的子模塊相比，F(xiàn)LHBSM 大幅降低了開關(guān)管的使用數(shù)量，減小了換流站占地空間，降低了成本，提高了開關(guān)管利用率，同時其均壓控制簡單，靈活性高，仍可使用適用于HBSM 的子模塊電容均壓控制策略。相較于4 個HBSM 串聯(lián)拓?fù)洌現(xiàn)LHBSM 在正常運(yùn)行時僅增加了1組開關(guān)管的通態(tài)損耗，相比其他具備直流故障清除功能的子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在運(yùn)行損耗方面具有優(yōu)勢。
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束洪春，王文韜，江耀曦，邵宗學(xué)，王 銳，廖孟黎
（1. 昆明理工大學(xué) 電力工程學(xué)院，云南 昆明 650500；2. 昆明理工大學(xué) 信息工程與自動化學(xué)院，云南 昆明 650500）
0 引言
隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，基于模塊化多電平換流器（MMC）的高壓直流輸電（MMC-HVDC）系統(tǒng)受到廣泛關(guān)注。與傳統(tǒng)電網(wǎng)換相換流器（LCC）相比，MMC 不存在換相失敗的問題。MMC-HVDC 憑借傳輸效率高、諧波含量低及模塊化設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)，已成為直流輸電領(lǐng)域的首選拓?fù)渲唬?-4］，在新能源并網(wǎng)方面與其他輸電方式相比更具競爭力。
MMC-HVDC 雖具備上述諸多優(yōu)點(diǎn)，但直流側(cè)發(fā)生故障時，存在故障電流上升迅速且無過零點(diǎn)等問題，如何應(yīng)對直流側(cè)故障仍是制約其發(fā)展的關(guān)鍵問題［5-7］。目前廣泛以半橋子模塊（HBSM）構(gòu)成MMC作為主要方案，但HBSM 并不具備清除直流側(cè)短路故障的能力［8-9］。直流斷路器尚在發(fā)展，其成本較高且開斷短路電流的能力有限。目前直流故障大多采用斷開交流側(cè)斷路器等傳統(tǒng)保護(hù)方式，系統(tǒng)恢復(fù)時間過長，嚴(yán)重影響整個系統(tǒng)的可靠性。
利用子模塊自身特點(diǎn)清除直流故障電流是一種經(jīng)濟(jì)、有效的直流故障清除方式［10］，該方法通過改變子模塊本身的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與開關(guān)管脈沖觸發(fā)方式來清除直流故障，無需直流斷路器，在降低成本的同時保證直流系統(tǒng)具有較高的可靠性。文獻(xiàn)［11］提出了一種具有直流故障阻斷能力的MMC 不對稱型全橋子模塊，該子模塊與全橋子模塊（FBSM）相比降低了所用IGBT 的數(shù)量，但故障清除速度較慢。文獻(xiàn)［12］推導(dǎo)了一種移位全橋子模塊，該子模塊相比其他具備直流故障自清除能力的子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具備額外的子模塊電容電壓自均衡能力。文獻(xiàn)［13］提出了一種基于HBSM 與改進(jìn)型HBSM 的改進(jìn)混合型半橋MMC，其借助橋臂轉(zhuǎn)移支路和直流能量耗散支路，配合相應(yīng)的協(xié)調(diào)控制策略，實(shí)現(xiàn)直流故障電流阻斷。文獻(xiàn)［14］提出了一種適用于實(shí)時仿真的MMC 電容電壓優(yōu)化均衡方法。該算法采用一種串、并行觸發(fā)結(jié)合的混合觸發(fā)模式，大幅減少了觸發(fā)脈沖產(chǎn)生的時間。為了具備直流故障清除能力，上述子模塊所用器件過多，建設(shè)成本高，運(yùn)行損耗大，降低系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性，從子模塊工作模式可以看出，相比HBSM，上述子模塊控制復(fù)雜，靈活性差，進(jìn)一步降低了系統(tǒng)可靠性。
為解決上述問題，本文提出一種兼具經(jīng)濟(jì)性與靈活性的具備直流故障自清除能力MMC子模塊——基于半橋的五電平新型子模塊（FLHBSM）拓?fù)?。首先給出了FLHBSM 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其所有工作模式，對直流故障清除機(jī)理進(jìn)行了分析說明，并與其他典型子模塊拓?fù)湓谄骷?shù)量、運(yùn)行損耗等方面進(jìn)行了對比，進(jìn)一步證明了FLHBSM 可以較好地兼容適用于HBSM 的電容均壓策略，并可根據(jù)實(shí)際需要在均壓方案中擇優(yōu)。最后在MATLAB／Simulink 平臺搭建仿真模型，驗(yàn)證了FLHBSM的有效性。
1 FLHBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模式
1.1 FLHBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
FLHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由9個IGBT（T1—T9）、4 個電容（C1—C4）和10 個二極管（D1—D10）構(gòu)成。圖中，Usm為FLHBSM的輸出電平。
圖1 FLHBSM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of FLHBSM
FLHBSM 由4 個HBSM 通過特定的連接方式得到。與4個HBSM 串聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，F(xiàn)LHBSM 的輸出電平為單個HBSM 的4 倍，其拓?fù)渌黾拥膹?fù)雜度不高，且FLHBSM 中4 個子模塊電容的投切互不影響，這與4 個HBSM 串聯(lián)結(jié)構(gòu)相同，雖然具體實(shí)現(xiàn)難度略有增加，但FLHBSM具備直流故障清除能力。
FLHBSM 拓?fù)渲?個HBSM 均設(shè)置旁路開關(guān)，當(dāng)其中任意HBSM 出現(xiàn)故障時，通過旁路開關(guān)將其旁路，因此不會影響其余3 個HBSM 的投入與切除，此時可用1 個HBSM 代替故障元件，這與4 個HBSM 串聯(lián)結(jié)構(gòu)類似。只有FLHBSM 中的T7、D7、D10出現(xiàn)故障時，才會影響整個子模塊的運(yùn)行，此時可以用4 個HBSM 代替單個故障FLHBSM。因此MMC系統(tǒng)的冗余子模塊可使用FLHBSM 進(jìn)行配置，也可使用少量HBSM進(jìn)行配置。
1.2 FLHBSM工作模式
FLHBSM 共有15 種正常工作模式和2 種閉鎖工作模式。當(dāng)FLHBSM 正常運(yùn)行時，T7始終工作在導(dǎo)通狀態(tài)，通過控制其他IGBT 的開通和關(guān)斷可使FLHBSM 工作在15 種正常模式。當(dāng)MMC 啟動或直流側(cè)發(fā)生故障時，所有IGBT 均關(guān)斷，電流通過與IGBT 反并聯(lián)的二極管和二極管D10流通，F(xiàn)LHBSM工作在2種閉鎖模式。各工作模式下FLHBSM 的IGBT開關(guān)狀態(tài)如附錄A表A1所示，各工作模式下FLHBSM的電流流通路徑圖見附錄A圖A1。
由表A1 和圖A1 可知：在正常工作模式下，T7始終導(dǎo)通，T1、T2的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C1的投入與切除；T3、T4的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C2的投入與切除；T5、T6的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C3的投入與切除；T8、T9的開關(guān)狀態(tài)相反，控制C4的投入與切除。FLHBSM可以獨(dú)立輸出任意一個電容電壓，各電容的投入與切除互不影響，控制方式靈活，通過均壓排序算法可以實(shí)現(xiàn)電容電壓的均衡，且控制難度與4 個HBSM串聯(lián)結(jié)構(gòu)基本相同。FLHBSM 的輸出電壓Usm與各電容電壓UC1—UC4的關(guān)系可表示為：
式中：S1、S4、S5、S7、S9分別為T1、T4、T5、T7、T9的觸發(fā)信號，其取值為0 表示IGBT 關(guān)斷，取值為1 表示IGBT導(dǎo)通?？梢愿鶕?jù)電路實(shí)際需要，通過控制IGBT 的通斷使4 個電容任意組合輸出，使每個電容具有更好的均壓效果，控制靈活度高。
2 直流故障自清除機(jī)理
在柔性直流輸電系統(tǒng)中，直流側(cè)可能發(fā)生的故障一般包括單極接地故障和雙極短路故障［15-17］，雙極短路故障的危害比單極接地故障更嚴(yán)重，因此本文以直流線路雙極短路故障為例進(jìn)行分析。
2.1 FLHBSM閉鎖前的故障電流分析
由本文所提FLHBSM 構(gòu)成的MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖見附錄A 圖A2，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與全橋和半橋型MMC類似，基于FLHBSM 的MMC 上、下橋臂均由橋臂電感La、橋臂電阻Ra以及N個FLHBSM串聯(lián)構(gòu)成。
在直流故障發(fā)生前，基于FLHBSM 的MMC 處于正常工作模式，采用最近電平逼近調(diào)制（NLM）策略，每相橋臂有4N個子模塊電容處于投入狀態(tài)，其余4N個子模塊電容處于旁路狀態(tài)，采用子模塊電容均壓算法后，每個子模塊電容電壓都是動態(tài)變化的，可以認(rèn)為每個子模塊電容電壓均為UC。直流側(cè)電壓Udc與子模塊電容電壓UC之間的關(guān)系可表示為：
圖2 為故障回路等效的RLC 放電電路。圖中：Ldc和Rdc分別為直流線路電感和電阻；Rf為短路電阻；idc(t)為故障后閉鎖前直流側(cè)短路電流；uC(t)為任意時刻t下橋臂等效電容兩端電壓。
圖2 FLHBSM閉鎖前MMC等效電路Fig.2 Equivalent circuit of MMC before FLHBSM blocking
由圖2可得故障電流方程組如式（5）所示。
從idc(t)的物理意義出發(fā)，在直流側(cè)雙極短路發(fā)生后的短時間內(nèi)，idc(t)主要由兩部分組成，一部分是子模塊電容向故障點(diǎn)釋放的能量，另一部分是橋臂電感以及直流線路上電感吸收的能量，其中，由子模塊電容釋放的能量占主導(dǎo)部分，兩部分的疊加使得idc(t)迅速增大。
2.2 FLHBSM閉鎖后的故障電流分析
當(dāng)短路電流上升到一定值后，系統(tǒng)檢測到短路故障并向FLHBSM 發(fā)出閉鎖信號，使基于FLHBSM的MMC 進(jìn)入閉鎖狀態(tài)，此時故障回路等效電路如圖3 所示。圖中：i＇dc(t)、C＇0分別為閉鎖后直流側(cè)短路電流、等效電容；u＇C(t)為閉鎖后任意時刻t下橋臂等效電容兩端電壓。
圖3 FLHBSM閉鎖后MMC等效電路Fig.3 Equivalent circuit of MMC after FLHBSM blocking
由附錄A 表A1 和圖A1（q）可知，F(xiàn)LHBSM 閉鎖后電流由子模塊負(fù)輸入端輸入時，每相FLHBSM 中有4N個子模塊電容投入電路中充電，因此閉鎖后橋臂等效電容C＇0的表達(dá)式如式（7）所示。
從i＇dc(t)的物理意義出發(fā)，F(xiàn)LHBSM 閉鎖后，由于回路中電感的作用，短路電流無法突變，短時間內(nèi)方向仍與二極管導(dǎo)通方向相同，此時子模塊電容反向接入故障回路中進(jìn)行充電，二極管會因?yàn)樽幽K電容的反向電壓箝位而關(guān)斷，回路中的短路能量回饋到子模塊電容中，故障電流下降到0 后不會反向增大，電容無法向故障點(diǎn)釋放能量［18］。
針對子模塊閉鎖后交流側(cè)可能通過MMC 向短路點(diǎn)饋入電流問題，作出如下分析。以a、b 兩相為例，子模塊閉鎖后，交流側(cè)可能通過a相上橋臂、b相下橋臂與短路點(diǎn)構(gòu)成回路向短路點(diǎn)饋入能量，該回路如圖4 所示。圖中：UCS為單相單個橋臂子模塊閉鎖后反向投入的單個子模塊電容電壓；Uab為a、b 兩相線電壓；Lab為回路總電感；Rab為回路總電阻。
圖4 交流側(cè)饋流等效電路Fig.4 Equivalent circuit of feed current at AC side
直流系統(tǒng)正常運(yùn)行時，忽略二極管導(dǎo)通壓降及電阻、電感壓降。交流電壓與子模塊電容電壓應(yīng)滿足：
式中：m為電壓調(diào)制比；Usjm（j=a，b）為j相交流側(cè)相電壓幅值；Uabm為a、b兩相線電壓幅值。當(dāng)直流側(cè)短路，子模塊閉鎖后，每相上、下橋臂各有2N個子模塊電容反向投入電路，即閉鎖后等效電容C＇0兩端電壓為4NUCS。由式（10）可得：
式（11）恒成立，因此FLHBSM 閉鎖后可以保證MMC 閥側(cè)電壓高于交流電壓幅值。交流側(cè)無法向故障點(diǎn)饋入能量，實(shí)現(xiàn)直流故障的自清除［19］。
3 FLHBSM經(jīng)濟(jì)性分析
3.1 耐壓方面
當(dāng)FLHBSM 工作在正常工作模式時，對于T1、D1與T2、D2，當(dāng)T1導(dǎo)通時，T1和D1承受單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，T2和D2承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和；當(dāng)T2導(dǎo)通時，T2和D2承受單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，T1和D1承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和，這與HBSM 開關(guān)管的耐壓特性類似。對于T3、D3與T4、D4和T5、D5與T6、D6以及T8、D8與T9、D9，均與T1、D1與T2、D2的耐壓特性類似，可能承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和。T7、D7始終保持開通狀態(tài)，因此T7、D7承受單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降。對于D10，當(dāng)電容C2—C4均投入電路中時，D10承受最大反向電壓3UC，可用3個反向額定電壓為UC的二極管串聯(lián)等效。
當(dāng)FLHBSM 工作在閉鎖工作模式，橋臂電流由子模塊正輸入端流入、負(fù)輸入端流出時，T1、D1、T4、D4、T5、D5、T7、D7、T9、D9均承受單個開關(guān)管導(dǎo)通壓降；T2、D2、T3、D3、T6、D6、T8、D8承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和，D10承受最大反向電壓仍為3UC。當(dāng)FLHBSM 工作在閉鎖工作模式，橋臂電流由子模塊負(fù)輸入端流入、正輸入端流出時，T5、D5、T6、D6均承受單個子模塊電容電壓的一半；由于D3、D8的導(dǎo)通使得T2、D2、T3、D3與T8、D8、D10均承受單個開關(guān)管導(dǎo)通壓降，T1、D1、T4、D4與T9、D9承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和；T7、D7承受的最大反向電壓為子模塊電容電壓的2倍。
由上述分析可知，F(xiàn)LHBSM 中除了T7、D7以及D10外，其他所有開關(guān)管可能承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降之和。T7、D7可能承受的最大反向電壓約為子模塊電容電壓的2 倍。二極管D10可能承受的最大反向電壓約為3UC。搭建仿真模型得T1、T3、T5、T7、T9以及D10承受電壓波形見附錄A圖A3。
3.2 器件方面
由圖1 可知，F(xiàn)LHBSM 的器件主要由IGBT、二極管以及電容組成。由于不同子模塊在輸出相同電平數(shù)時所需電容成本是基本相同的，因此電容成本不計(jì)入器件方面分析中，本文器件成本只考慮IGBT 與二極管。
對比HBSM、FBSM、箝位雙子模塊（CDSM）以及半全混合型子模塊（HB-FBSM）和FLHBSM的器件成本。HBSM、FBSM、CDSM 以及HB-FBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖見附錄A 圖A4。設(shè)由每種子模塊的上、下橋臂均包含N個子模塊電容，承受最大反向電壓為XUC（X=1，2，…）的IGBT 或二極管采用X個承受最大反向電壓為UC的IGBT 或二極管串聯(lián)代替。構(gòu)建式（12）來近似表示各子模塊輸出單位電平所需投資成本S。
式中：St為子模塊輸出單位電平所需IGBT 的數(shù)量；M為二極管相對于IGBT 的價(jià)格比，本文取0.2；Sd為子模塊輸出單位電平所需二極管的數(shù)量；K為IGBT的單價(jià)。根據(jù)式（12）可得不同子模塊輸出單位電平所需成本，如表1 所示。由表1 可知，F(xiàn)LHBSM 相較于除HBSM 之外的其他子模塊，所用器件少，成本低，具有一定的經(jīng)濟(jì)優(yōu)勢，但HBSM 不具備故障清除能力。
表1 不同子模塊輸出單位電平所需成本Table 1 Different sub-modules output unit level costs
3.3 損耗方面
MMC 的運(yùn)行損耗主要包含開關(guān)損耗和通態(tài)損耗，其中通態(tài)損耗在系統(tǒng)運(yùn)行損耗中占有較高的比重。單位電平所需流通的電力電子器件個數(shù)可作為子模塊的運(yùn)行損耗的衡量指標(biāo)。
根據(jù)附錄A 表A1 和圖A1，在T7導(dǎo)通的前提下，F(xiàn)LHBSM 的4 個子模塊電容分別由不同的2 個IGBT控制投入電路或旁路，MMC 輸出電平數(shù)相同時，F(xiàn)LHBSM 與HBSM 所使用的電容均壓算法基本相同。在實(shí)際工程中MMC 電平數(shù)達(dá)到幾十甚至幾百，每個FLHBSM 比4 個HBSM 僅多一個T7和一個二極管D7的通態(tài)損耗，但由于T7與D7可能承受的最大反向電壓約為2 倍子模塊電容電壓，因此在損耗成本上FLHBSM約為HBSM的1.5倍。
FBSM相比HBSM在輸出單位電平時要多導(dǎo)通1組開關(guān)管，損耗是HBSM 的2 倍；CDSM 相比HBSM在輸出單位電平時要多導(dǎo)通0.5 組開關(guān)管，損耗是HBSM 的1.5 倍；HB-FBSM 相比HBSM 在輸出單位電平時要多導(dǎo)通0.5 組開關(guān)管，損耗也是HBSM 的1.5倍。在損耗成本上FLHBSM 與FBSM 相比要降低約25%，與CDSM、HB-FBSM基本持平。
4 子模塊電容均壓策略對比
FLHBSM 由4個HBSM 通過特定連接方式得到，與HBSM 所應(yīng)用均壓算法基本相同。本文通過對所有子模塊電容應(yīng)用優(yōu)先系數(shù)排序策略與冒泡法排序策略進(jìn)行對比，突出FLHBSM的經(jīng)濟(jì)性與可控性。
優(yōu)先系數(shù)排序策略就是使每一個子模塊電容均參與電容電壓排序，通過這種方式使每個子模塊電容電壓差異較小，進(jìn)而減小環(huán)流、諧波含量。通過取不同的優(yōu)先系數(shù)可以獲得不同的開關(guān)頻率與均壓效果。優(yōu)先系數(shù)排序策略流程圖見附錄A 圖A5。本文取允許的最小子模塊電容電壓Umin=0.9UN（UN為子模塊電容電壓額定值），允許的最大子模塊電容電壓Umax=1.1UN，充電投入優(yōu)先系數(shù)K1=0.97，充電切除優(yōu)先系數(shù)K2=1，放電投入優(yōu)先系數(shù)K3=1.03，放電切除優(yōu)先系數(shù)K4=1。應(yīng)用冒泡法對所有子模塊電容電壓進(jìn)行排序的流程圖見附錄A圖A6。
搭建基于FLHBSM 的MMC-HVDC 系統(tǒng)仿真模型，應(yīng)用NLM 策略對2 種電容電壓排序算法的均壓效果進(jìn)行比較，送端MMC a 相上橋臂各子模塊電容電壓仿真結(jié)果以及送端MMC a 相上橋臂T1的開關(guān)頻率波形見附錄A 圖A7。從仿真結(jié)果可以看出：冒泡法雖然可以獲得很好的均壓效果，但開關(guān)頻率過高，易損壞開關(guān)管，可靠性低；優(yōu)先系數(shù)排序算法均壓效果雖不如冒泡法，但電容電壓間的最大不平衡度不超過5%，滿足實(shí)際工程要求，并且大幅降低開關(guān)頻率，對器件的要求大幅降低，并可通過選取不同的優(yōu)先系數(shù)，在均壓效果和開關(guān)頻率之間做出權(quán)衡?？梢钥闯觯現(xiàn)LHBSM 可以較好地兼容適用于HBSM的電容均壓策略，并可根據(jù)實(shí)際需要選擇最優(yōu)均壓策略。
5 仿真驗(yàn)證與分析
為了驗(yàn)證所提FLHBSM 直流故障清除能力，基于MATLAB／Simulink 仿真平臺搭建了附錄A 圖A8所示基于FLHBSM 的雙端±100 kV 21 電平MMCHVDC系統(tǒng)仿真模型，仿真模型參數(shù)見附錄A表A2。
FLHBSM 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時直流電流idc和正極電壓Udc1仿真結(jié)果見附錄A 圖A9，可以看出Udc1波動范圍為［97.5，102.5］kV，idc波動范圍為［0.99，1.01］kA，均在允許范圍內(nèi)波動，能量在直流線路中穩(wěn)定傳輸。受端換流器輸出的交流電壓總諧波畸變率為4.05%，如附錄A 圖A10（a）所示；同等條件下應(yīng)用HBSM 作為雙端MMC-HVDC 系統(tǒng)子模塊，受端換流器輸出交流電壓總諧波畸變率為3.97%，如附錄A圖A10（b）所示，二者相差較小，均在允許波動范圍內(nèi)，這說明所搭建的基于FLHBSM 的MMC-HVDC 仿真系統(tǒng)可以穩(wěn)定運(yùn)行。
設(shè)4 s時在直流線路上發(fā)生雙極短路永久故障，延遲2 ms 后檢測到直流故障并閉鎖所有FLHBSM，在4.14 s 清除直流短路故障，并在4.15 s 時解除所有子模塊閉鎖狀態(tài)。直流故障清除過程中送端交流側(cè)電流（標(biāo)幺值）、Udc1以及idc的仿真波形如圖5 所示，送端a 相上橋臂各子模塊電容電壓波形見附錄A 圖A11。解除子模塊閉鎖過程的正極線路電壓、直流電流及送端a 相上橋臂各子模塊電容電壓仿真波形見附錄A圖A12。
圖5 直流故障清除仿真波形Fig.5 Simulative waveforms after DC fault clearing
由圖5可知，故障發(fā)生后、子模塊閉鎖前，子模塊電容迅速向故障點(diǎn)放電，直流電流迅速上升至正常運(yùn)行時的數(shù)倍。由附錄A 圖A11 可知：當(dāng)FLHBSM閉鎖后，2 個子模塊電容以串聯(lián)的方式反向投入電路中進(jìn)行充電，吸收直流線路的短路能量，使短路電流迅速下降到0，子模塊電容電壓上升；其余2 個子模塊電容旁路，維持閉鎖前的電容電壓保持不變，這說明FLHBSM 具備直流故障自清除能力。由附錄A圖A12 可知，MMC 重啟后經(jīng)2 s 左右子模塊電壓就可達(dá)到均衡，這說明系統(tǒng)恢復(fù)速度快。
6 結(jié)論
本文提出了一種FLHBSM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在發(fā)生直流側(cè)短路故障時可通過閉鎖子模塊來清除直流故障，與其他具備直流故障清除功能的子模塊相比，F(xiàn)LHBSM 大幅降低了開關(guān)管的使用數(shù)量，減小了換流站占地空間，降低了成本，提高了開關(guān)管利用率，同時其均壓控制簡單，靈活性高，仍可使用適用于HBSM 的子模塊電容均壓控制策略。相較于4 個HBSM 串聯(lián)拓?fù)洌現(xiàn)LHBSM 在正常運(yùn)行時僅增加了1組開關(guān)管的通態(tài)損耗，相比其他具備直流故障清除功能的子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在運(yùn)行損耗方面具有優(yōu)勢。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.epae.cn）。
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