劉久春,楊雪霞

(上海大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院,上海 200444)

隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展,人類生活中的無線通信設(shè)備也越來越多,如蜂窩移動基站、無線傳感網(wǎng)絡(luò)(WSN)[1-2]、射頻識別(RFID)[3-5]、數(shù)字電視塔及Wi-Fi 路由器等,使得空間中的射頻能量功率密度越來越大。如果能夠有效收集利用這些射頻能量,將大大減少能量的浪費,同時可延長電子設(shè)備的使用周期。因此,研究環(huán)境電磁能量的高效回收十分有意義。

整流天線是電磁能量收集的主要器件,由接收天線和整流電路組成。Sun 等[6]提出了一種工作在2.45 GHz 的整流天線,在接收功率為10.4 dBm 時轉(zhuǎn)換效率達(dá)到73.9%。實際中,射頻能量分布在多個頻段,寬頻、多頻整流天線將獲得更多的直流能量。Song等[7]提出了1.8～2.5 GHz 寬帶整流天線,在接收功率為20 dBm 時,整個頻帶內(nèi)轉(zhuǎn)換效率大于40%。Nie等[8]設(shè)計的一種GCPW (Grounded Coplanar Waveguide)饋電型2.2～2.6 GHz 寬帶整流天線,在接收功率為13 dBm 情況下,在整個頻帶內(nèi)的轉(zhuǎn)換效率均大于50%。雖然文獻(xiàn)[7-8]的整流天線是寬頻的,但要求整流天線的接收功率較高,不適用于低功率的射頻能量收集場合,而且整流電路是非線性器件,降低輸入功率后效率將大大減小。Niotaki 等[9]提出了適用于低功率密度場合的雙頻整流天線,當(dāng)接收功率為0 dBm 時,在0.915 GHz 和2.45 GHz 頻點的轉(zhuǎn)換效率分別為48%和39%。Chandrasekaran 等[10]提出一種雙頻差分饋電的整流天線,在0 dBm 接收功率時,2.4 GHz 和5.5 GHz 頻點處的轉(zhuǎn)換效率分別為45%和8%。Chandravanshi 等[11]所設(shè)計的2,2.5,3.5 GHz 三頻差分整流天線,在接收功率為-12 dBm時,轉(zhuǎn)換效率分別為53%,31%和15.56%。Shen等[12]設(shè)計的0.9,1.8,2.1 GHz 三頻微帶整流天線,當(dāng)接收功率為-10 dBm 時,轉(zhuǎn)換效率分別為42%,32%和26%。可見,多頻整流天線在高頻頻段的轉(zhuǎn)換效率仍然較低。

基于以上問題,本文提出了一種低功率環(huán)境下的高效率能量收集對趾Vivaldi 多頻整流天線,工作在UTMS、WiMAX 和5G 三個頻段,接收天線是寬帶高增益對趾Vivaldi 天線,通過將Π 型和T 型匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)合,使得接收天線和整流電路在三個工作頻點阻抗匹配良好。實驗結(jié)果表明:整流天線在2.06,3.43,5.25 GHz 三個工作頻點的最大轉(zhuǎn)換效率分別為44.2%,42.8%和39.7%。且通過調(diào)節(jié)整流電路的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)參數(shù),可以使整流天線的工作頻點適應(yīng)2～6 GHz 頻段內(nèi)的任意頻點,適用于環(huán)境電磁能量收集。

1 寬帶高增益Vivaldi 接收天線

1.1 天線結(jié)構(gòu)

對趾Vivaldi 天線在低頻處相當(dāng)于一個偶極子的輻射模式,屬于全向輻射狀態(tài),導(dǎo)致增益較低[13-15]。因此,本文提出了一種提高低頻增益的對趾Vivaldi天線。

為清楚闡述對趾Vivaldi 天線工作原理,圖1 給出了其設(shè)計過程,介質(zhì)基板采用的是F4B,相對介電常數(shù)為2.65,厚度為0.8 mm,損耗角正切為0.001。圖2 給出了天線a、b、c 的S11參數(shù)頻響曲線。傳統(tǒng)對趾Vivaldi 天線如圖1(a)所示,其低截止頻率為1.24 GHz。為改善對趾Vivaldi 天線的低頻輻射模式,本文采用在輻射臂兩側(cè)刻蝕錐形槽的方法,如圖1(b)所示,即在物理尺寸不變的情況下,增加了天線的電長度,延長其表面電流路徑,將天線的截止頻率降低至1.16 GHz。從圖2 中的S11參數(shù)頻響曲線可以看出,加錐形槽后的天線b 在2～2.3 GHz 頻段內(nèi)匹配并未改善。為此,在天線b 饋電巴倫處引入兩條彎曲的金屬條帶,如圖1(c)所示,使其S11參數(shù)在1.16～6 GHz 頻帶內(nèi)低于-10 dB。

圖1 寬帶高增益Vivaldi 天線設(shè)計過程Fig.1 Design process of wideband high gain Vivaldi antenna

圖2 天線a、b、c 的S11參數(shù)頻響曲線Fig.2 The S11 parameter frequency response curve of antenna a,b,c

最終設(shè)計的天線幾何尺寸如圖3 所示,尺寸為0.5λ0×0.56λ0×0.0052λ0(λ0為頻率2 GHz 自由空間波長),其結(jié)構(gòu)參數(shù)值如表1 所示。天線由一層介質(zhì)基板組成,介質(zhì)基板的上表面由指數(shù)漸變貼片和四分之一波長微帶線組成,下表面由另一指數(shù)漸變貼片、饋電巴倫和金屬條帶組成。

表1 天線結(jié)構(gòu)參數(shù)值Tab.1 Parameter values of the proposed antenna mm

圖3 提出的對趾Vivaldi 天線的結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of proposed antipodal Vivaldi antenna

1.2 天線工作機(jī)理分析和仿真結(jié)果

下面對天線工作原理進(jìn)行仿真分析,除特別說明外,本文仿真分析都是基于HFSS 仿真軟件進(jìn)行的。圖4 給出了傳統(tǒng)對趾Vivaldi 天線(圖1 中的天線a)和提出的改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線(圖1 中的天線c)的三個頻點電流分布對比?？梢钥闯?在2.06 GHz 處,傳統(tǒng)對趾Vivaldi 天線電流主要沿著漸變縫隙兩側(cè)金屬貼片分布,而改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線的電流主要是沿著錐形槽邊緣分布。這表明,在物理尺寸不變的情況下,天線電尺寸的增大,延長了其表面電流路徑,使得傳統(tǒng)對趾Vivaldi 天線的低頻頻段向更低頻段偏移,使原有的低頻偶極子輻射模式趨向正常的端射輻射模式,從而提高了天線低頻增益。從3.43 GHz 和5.25 GHz的電流分布也可以看出,改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線的電流分布也是沿著錐形槽分布,輻射模式同樣得到了改善。圖5 給出了傳統(tǒng)對趾Vivaldi 無線和改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線的仿真增益對比?？梢钥闯?改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線增益在2～6 GHz 頻帶內(nèi)為6.1～8.9 dBi,在2～2.3 GHz 頻段內(nèi)增益都提高了4 dBi 左右,在3.1～4.5 GHz 頻段內(nèi)增益提高1.3 dBi 左右,其中在2.06 GHz 和3.43 GHz 頻點處的增益分別提高了4.2 dBi 和1.5 dBi。

圖4 傳統(tǒng)型和改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線電流分布Fig.4 Current distribution of traditional and improved antipodal Vivaldi antenna

圖5 傳統(tǒng)型和改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線仿真增益對比Fig.5 Comparison of simulated gain between traditional antipodal Vivaldi antenna and improved antipodal Vivaldi antenna

1.3 天線測試結(jié)果

為驗證所提出的改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線,對其進(jìn)行了實物加工,利用型號為N5227 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試了天線的S11參數(shù)。圖6 給出了HFSS 軟件仿真和實測的S11頻響曲線,可以看出,仿真和測試值不吻合,在1.85 GHz 處的測試S11達(dá)到-6.4 dB。利用CST 軟件仿真該模型,其S11頻響曲線亦示于圖6,可以看出,CST 軟件仿真結(jié)果和實測結(jié)果基本吻合,說明CST 軟件更適合寬帶天線的仿真設(shè)計。該天線在2.06,3.43,5.25 GHz 處的實測S11參數(shù)分別為-9.7,-14.7 和-17.2 dB,匹配狀態(tài)較好,可用于與整流電路的集成。

圖6 天線仿真和實測反射系數(shù)頻響曲線Fig.6 Simulated and measured reflection coefficient of the proposed antenna

天線方向圖和增益在微波暗室測量,圖7 為改進(jìn)型對趾Vivaldi 天線的H 面測試和仿真增益方向圖,可以看出,2.06 GHz 處主極化增益為4.97 dBi,實測與仿真相差1.83 dBi,增益下降的主要原因是天線S11參數(shù)在該頻點為-9.7 dB,從而導(dǎo)致部分能量被反射。天線在其他兩頻點處主極化與交叉極化電平與仿真基本一致,具有良好的端射輻射模式,在3.43 GHz 和5.25 GHz 的實測增益分別為7.78 和8.69 dBi。

圖7 天線的H 面增益方向圖Fig.7 Gain H-plane of the proposed antenna

2 三頻整流電路設(shè)計

為了與上述接收天線集成,設(shè)計了具有串聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的三頻整流電路。SMS7630-079LF 作為整流二極管,其導(dǎo)通電壓為0.34 V,擊穿電壓為2 V,串聯(lián)電阻為20 Ω,結(jié)電容為0.14 pF。匹配網(wǎng)絡(luò)由Π 型和T型網(wǎng)絡(luò)組成,如圖8 所示。首先,通過合理調(diào)節(jié)T 型節(jié)的電長度和特征阻抗得到第一個諧振點。其次,調(diào)節(jié)Π 型網(wǎng)絡(luò)的兩個并聯(lián)短路枝節(jié),抵消二極管輸入阻抗的虛部,以便于實部的阻抗變換,再結(jié)合串聯(lián)微帶線匹配第二和第三個諧振點,從而實現(xiàn)了三頻阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。直通濾波器是由四分之一波長的微帶線和濾波電容組成,用于抑制二極管非線性產(chǎn)生的高次諧波,使得高次諧波反射回二極管進(jìn)行反復(fù)整流,從而提高整流電路的轉(zhuǎn)換效率。

圖8 整流電路組成Fig.8 Composition of rectifier

圖9、圖10 分別給出了未加匹配網(wǎng)絡(luò)二極管和添加匹配網(wǎng)絡(luò)整流電路的輸入阻抗頻響曲線。可以看出,在未添加阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)時,二極管三頻點的輸入阻抗分別為Z2.06=(34.8-j580) Ω,Z3.43=(7.9-j307.7) Ω,Z5.25=(21.7-j160.5) Ω。引入了Π 型、T 型二級阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)后,整流電路在三頻點的輸入阻抗分別為Z2.06=(45+j1.8) Ω,Z3.43=(44.3-j6.3) Ω,Z5.25=(56.2-j8.9) Ω,實部在50 Ω 左右,虛部接近0 Ω,實現(xiàn)了良好匹配。

圖9 二極管的輸入阻抗Fig.9 Input impedance of diode

圖10 整流電路的輸入阻抗Fig.10 Input impedance of rectifier

整流電路采用與天線相同的介質(zhì)基板,利用網(wǎng)絡(luò)分析儀測得三頻整流電路的S11參數(shù),如圖11 所示。實驗結(jié)果表明,第一個頻點的仿真與實測基本吻合,第二個頻點和第三個頻點有所頻偏。實測三頻點分別為2.06,3.43,5.25 GHz,雖然仿真與實測頻率有所偏移,但是三個頻點仍是處于UTMS 頻段、WiMAX頻段、5G 頻段,不影響環(huán)境能量的采集。

圖11 三頻整流電路仿真和實測S11頻響曲線Fig.11 Simulated and measured S11 of triple-band rectifier

當(dāng)負(fù)載Rl=1900 Ω 時,測得三個頻點上轉(zhuǎn)換效率隨輸入功率變化曲線如圖12 所示。從仿真結(jié)果可以看出,三個頻點的最大轉(zhuǎn)換效率分別為63.7%,57.9%和39.3%。從實測結(jié)果可看出,整流電路在2.06 GHz頻點處,輸入功率為2 dBm 時,具有56.1%的最大轉(zhuǎn)換效率;在3.43 GHz 頻點處,輸入功率為3 dBm 時,具有46.8%的最大轉(zhuǎn)換效率;在5.25 GHz 頻點處,輸入功率為2 dBm 時,具有41.8%的最大轉(zhuǎn)換效率。與仿真相比,三個頻點分別下降7.6%,下降11.1%,上升2.5%。通過分析,產(chǎn)生誤差的原因主要有以下幾點:(1)仿真時二極管建模與實際封裝模型有一定的誤差,導(dǎo)致頻率和轉(zhuǎn)換效率產(chǎn)生偏差;(2)人為焊接二極管和電容引起的寄生效應(yīng)和損耗所造成的誤差;(3)由于本身電路工作于低功率條件下,射頻源輸入功率不穩(wěn)定對效率造成的誤差。

圖12 效率隨輸入功率Pin的仿真和實測曲線Fig.12 Simulated and measured curves of efficiency versus input power Pin

3 整流天線測試與分析

天線饋線和整流電路輸入均為特性阻抗為50 Ω 的微帶線,將其直接集成為整流天線,實物加工圖如圖13 所示。根據(jù)Friis 傳輸公式可得接收功率為Pr,則整流天線的RF-DC 轉(zhuǎn)換效率為:

圖13 整流天線的實物加工圖Fig.13 Photograph of fabricated rectenna

式中:Pr為整流天線接收到的功率;Vo為負(fù)載的直流電壓;RL為負(fù)載阻抗。

圖14 是整流天線轉(zhuǎn)換效率測試系統(tǒng)框圖。將整流天線置于相應(yīng)中心頻點的遠(yuǎn)場區(qū),微波信號經(jīng)功率放大器放大后接20 dB 定向耦合器,用功率計讀取發(fā)射功率,發(fā)射天線是標(biāo)準(zhǔn)喇叭,整流天線在遠(yuǎn)場區(qū)接收能量,并將微波能量整流轉(zhuǎn)換成直流能量。電壓表測得整流后的直流電壓,再通過公式(1)可得整流天線的RF-DC 轉(zhuǎn)換效率。

圖14 整流天線測試系統(tǒng)Fig.14 Testsetup of rectenna

遠(yuǎn)場距離為90 cm,當(dāng)發(fā)射天線的發(fā)射功率為23.6 dBm 時,接收功率為2 dBm。當(dāng)負(fù)載Rl=1900 Ω,在2.06 GHz 頻點,整流天線測得的輸出電壓為1.16 V,整流天線的轉(zhuǎn)換效率為44.2%。在三個頻點測得整流天線的轉(zhuǎn)換效率隨Pr的變化曲線如圖15 所示?？梢钥闯?整流天線在頻點3.43 GHz,接收功率Pr為3 dBm 時,轉(zhuǎn)換效率最大,為42.8%;在頻點為5.25 GHz,接收功率Pr為1 dBm 時,轉(zhuǎn)換效率最大,為39.7%?？梢?在三頻點處,整流天線相比于整流電路的最大轉(zhuǎn)換效率分別下降11.9%,4%和2.1%。主要的原因是接收天線與整流電路集成產(chǎn)生一定的阻抗失配和實驗誤差。

圖15 整流天線轉(zhuǎn)換效率隨Pr的變化曲線Fig.15 Conversion efficiency of rectenna versus input power Pr

4 結(jié)論

本文提出了一種新型高效環(huán)境能量收集的對趾Vivaldi 多頻整流天線,接收天線通過在輻射貼片上刻蝕不等長的錐形槽,延長其表面電流路徑,改善低頻輻射模式,從而提高天線低頻處的增益。同時,在饋電巴倫處添加金屬條帶以改善天線頻帶內(nèi)匹配。其整流電路的Π 型和T 型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生三個諧振頻率。對整流天線進(jìn)行加工,實驗結(jié)果表明:在2.06,3.43,5.25 GHz 三頻點上最大轉(zhuǎn)換效率分別為44.2%,42.8%和39.7%。且通過調(diào)節(jié)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)參數(shù),可以使整流天線的工作頻點適應(yīng)2～6 GHz頻段內(nèi)的任意頻點,獲取更多的直流電能。該整流天線具有轉(zhuǎn)換效率高等優(yōu)點,特別是高頻點轉(zhuǎn)換效率為39.7%,適用于低功耗的物聯(lián)網(wǎng)電子設(shè)備中。