張 博,黃 晴,吳昊謙

(西安郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院,陜西 西安 710121)

在5G 通信快速發(fā)展時代,多通道技術(shù)的應(yīng)用推進(jìn)了射頻微波電路元器件數(shù)量的迅速擴(kuò)展,在通信系統(tǒng)或檢測系統(tǒng)中,信號頻率變換一直是射頻接收系統(tǒng)中重要的核心問題[1-2]。混頻一般通過有源或無源器件的非線性相乘作用來實(shí)現(xiàn),產(chǎn)生輸入頻率的和頻與差頻分量,對輸入信號進(jìn)行頻譜的線性搬移。

混頻器作為微波收發(fā)系統(tǒng)的核心器件之一,其性能的好壞將直接影響整個系統(tǒng)的性能,高線性度以及高隔離度混頻器是大動態(tài)接收系統(tǒng)的關(guān)鍵部分[3],其線性度直接影響接收系統(tǒng)的動態(tài)范圍,且端口間隔離度越高,信號泄露越少,混頻失真越小,則混頻器整體的性能得到大幅度改善。在高分辨力地下探測雷達(dá)應(yīng)用中,混頻器需具備較寬的頻帶、高線性度和良好的本振到射頻端口的隔離度。雙平衡混頻器具有高隔離、高線性、寬頻帶的混頻優(yōu)點(diǎn)[4-5]。

目前常見的無源混頻器結(jié)構(gòu)有單端、單平衡、雙平衡、三平衡等結(jié)構(gòu)。劉浩等[6]利用三平衡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了2～18 GHz 的混頻器,此結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是各個端口的隔離度得到明顯的改善,但同時混頻器的變頻損耗也受到了一定的影響,且芯片面積較大。池凱等[7]利用雙平衡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了0.8～1.2 GHz 的混頻器,該混頻器利用螺旋巴倫結(jié)構(gòu)減小了芯片面積,但其帶寬較窄,且變頻損耗較差。

傳統(tǒng)的雙平衡結(jié)構(gòu)采用環(huán)形二極管堆、射頻巴倫、本振巴倫組成[8],這種結(jié)構(gòu)雖具有較好的端口隔離度,但因其中頻通常從射頻端口提取,因此射頻到中頻端口的隔離度很差,為解決射頻到中頻端口信號泄露的問題,本文提出了一種改進(jìn)的雙平衡結(jié)構(gòu),對巴倫以及混頻電路整體結(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn)。與傳統(tǒng)的雙平衡結(jié)構(gòu)相比,本文采用雙混頻環(huán)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),不僅具有高的端口隔離度和低的變頻損耗,且擴(kuò)寬了帶寬,雜波分量更少,尤其射頻到中頻端口有明顯的改善。與三平衡混頻結(jié)構(gòu)相比,減小了芯片面積,同時提高了線性度,擴(kuò)展了動態(tài)范圍。

1 二極管混頻電路基本理論

1.1 二極管非線性分析

二極管為非線性器件,可用非線性的分析方法來分析。二極管的伏安特性可表示為[9]:

其中

式中:vQ為靜態(tài)工作點(diǎn)電壓;v1、v2為兩個輸入電壓。

通過泰勒級數(shù)展開為:

其中

由二項(xiàng)定理可知:

即

設(shè)

將式(7)帶入式(6)可知,電流中包含眾多組合頻率分量,即

通過對二極管的非線性特性分析,推導(dǎo)出無用的高階項(xiàng)組合頻率分量很多,因此需要選擇合理的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來減少無用的頻率分量,通?？梢圆捎枚鄠€非線性器件組成平衡電路的結(jié)構(gòu),抵消一部分無用頻率分量,減少雜波分量輸出。

1.2 二極管混頻電路

二極管混頻電路如圖1 所示,其組成有:環(huán)形二極管堆、射頻巴倫、本振巴倫、中頻提取電路。二極管堆采用肖特基二極管,若本振功率足夠大,則可認(rèn)為二極管均工作在受本振電壓控制的開關(guān)狀態(tài)[10]。

圖1 雙平衡混頻電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Double balanced mixer circuit topology

假設(shè)射頻信號:

本振信號:

式中:vRF代表射頻信號電壓;vLO代表本振信號電壓。

電流通過泰勒展開式如下:

當(dāng)m和n為偶數(shù)時:

由式(12)可知,射頻信號以及本振信號的所有偶次諧波分量均被抵消,輸出信號中只包含奇數(shù)次諧波分量。此結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)在于其混頻產(chǎn)物只有單端混頻器產(chǎn)物的四分之一,大大減少了混頻器的中頻雜散輸出。

2 巴倫設(shè)計(jì)

在混頻器電路設(shè)計(jì)中,巴倫是設(shè)計(jì)混頻器的核心電路,巴倫被稱為非平衡-平衡轉(zhuǎn)換器,實(shí)現(xiàn)從非平衡信號到平衡信號的轉(zhuǎn)變,輸出信號幅度相等,相位相反。巴倫的帶寬在一定程度上決定了混頻器的帶寬,巴倫的長度、寬度、間隙對整體電路有很大的影響,且巴倫差分輸出端口的平衡度影響混頻器端口間的隔離度。

當(dāng)混頻器工作在低頻時,巴倫的面積可能非常大,以至于芯片面積很大,本文采用了一種補(bǔ)償型Marchand 巴倫結(jié)構(gòu),巴倫采用間隔互繞式平面螺旋結(jié)構(gòu),在傳統(tǒng)Marchand 巴倫結(jié)構(gòu)的開路端添加接地尾電容來匹配歸一化阻抗,與傳統(tǒng)的巴倫結(jié)構(gòu)相比較,大大地縮小了芯片面積?；谶@種新型補(bǔ)償結(jié)構(gòu),巴倫有三個作用:(1)將輸入信號轉(zhuǎn)換為等幅反相輸出信號;(2)增強(qiáng)耦合度;(3)減小面積。

巴倫的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示,端口1 為信號輸入端,端口2 和端口3 為信號差分輸出端,C 是耦合電感的串聯(lián)電容,整個結(jié)構(gòu)在二極管回路和輸入端口之間形成一個網(wǎng)絡(luò)。通過選擇合適的巴倫尺寸以及調(diào)節(jié)電容的參數(shù)來盡可能地實(shí)現(xiàn)傳輸線奇偶模滿足的三倍關(guān)系,從而使得巴倫整體性能達(dá)到最優(yōu)。

圖2 改進(jìn)型平面螺旋巴倫Fig.2 Improved plane Marchand balun

3 匹配電路

匹配電路可以改善混頻電路的變頻損耗,同時會影響帶寬內(nèi)的損耗平坦度,因此需要設(shè)計(jì)合理的匹配電路,既能減小變頻損耗又能保證帶內(nèi)的平坦度。本設(shè)計(jì)參考了文獻(xiàn)中的混頻電路結(jié)構(gòu),在本振、射頻端口分別加入匹配電路來提高整體混頻電路的性能,通過對史密斯圓圖進(jìn)行分析,調(diào)節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)的參數(shù),從而調(diào)節(jié)匹配電路的結(jié)構(gòu)以及確定參數(shù)的取值?；祛l電路整體拓?fù)鋱D中L1～L8 為針對本電路工作頻段設(shè)計(jì)的匹配電路,明顯地改善了電路的變頻損耗和帶內(nèi)平坦度。針對不同工作頻段的混頻芯片,該匹配電路需要進(jìn)行專門設(shè)計(jì)。

4 中頻濾波網(wǎng)絡(luò)

雙平衡混頻器的中頻通常在射頻端口提取,因此兩端口間信號泄露較多,為了改善射頻到中頻端口隔離度差的問題,在基于雙混頻環(huán)結(jié)構(gòu)上,本文對中頻提取電路進(jìn)行了改進(jìn),通過對整體電路的分析以及仿真調(diào)試,在中頻輸出端口增加π 型LC 濾波補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),其中,電感及電容的參數(shù)根據(jù)電路的整體性能進(jìn)行調(diào)節(jié)。

傳統(tǒng)的雙平衡混頻器常見的中頻提取方式有兩種:(1)中頻提取端加普通濾波電容,這種濾波電容僅適用于對端口隔離度要求較低的混頻器;(2)中頻信號通過巴倫單獨(dú)提取出來,這種混頻結(jié)構(gòu)的射頻與中頻間隔離度相對較好,但芯片面積會增加很多。

為了改善射頻到中頻端口隔離度的同時又不增加芯片面積,本文設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)型補(bǔ)償濾波網(wǎng)絡(luò),射頻頻率為1.5～5.0 GHz,中頻帶寬為DC～1.5 GHz,存在射頻與中頻頻率交疊問題,因此普通的濾波電容無法同時滿足高的射頻到中頻端口隔離度和寬的中頻帶寬,通過對整體電路的分析,本設(shè)計(jì)采用適應(yīng)電路的補(bǔ)償濾波網(wǎng)絡(luò)來改善這一問題。圖3 為濾波補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),圖4 為中頻端口添加兩種濾波電路的S21仿真對比曲線圖,從圖中可以看出,普通的濾波電容在f=1.5 GHz 頻點(diǎn)之后信號的抑制不明顯,因此濾波效果不理想,信號泄露較多;通過采用補(bǔ)償濾波網(wǎng)絡(luò),可以看到,信號在f=1.5 GHz 頻點(diǎn)之后衰減很明顯,則DC～1.5 GHz 頻段的信號可以經(jīng)過中頻最大程度地輸出,從而減少信號的泄露,端口隔離度得到改善,同時也滿足了寬的中頻帶寬。

圖3 濾波補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 Filter compensation network topology

圖4 中頻加不同濾波電路的S21仿真曲線圖Fig.4 S21 simulation curves of IF plus different filter circuits

5 混頻電路設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)選用GaAs HBT 工藝進(jìn)行混頻電路的搭建,HBT 具有較高的截止頻率,能夠?qū)崿F(xiàn)高線性和低諧波,且二極管開啟電壓較低,采用較小的本振功率便可驅(qū)動二極管導(dǎo)通。

混頻電路整體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5 所示,采用兩對二極管堆級聯(lián)的結(jié)構(gòu),其中,兩對二極管堆的參數(shù)保持一致。射頻信號通過射頻巴倫以及射頻端口的阻抗匹配作用于混頻二極管堆;本振信號通過本振巴倫以及本振端口的阻抗匹配作用于混頻二極管堆;雙平衡混頻器的中頻與上下兩個混頻環(huán)及射頻巴倫連接,中頻信號通過濾波網(wǎng)絡(luò)由射頻巴倫的次級中心抽頭引出。二極管特性相同,可組成平衡電橋,雜波分量大大減少,具有較高的隔離度。

圖5 混頻電路整體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 The overall topology of the mixer circuit

6 芯片版圖設(shè)計(jì)

在版圖設(shè)計(jì)過程中,需合理布局螺旋巴倫的線寬、線長及間隙,從而提高巴倫的耦合度和平衡度。布局時需要考慮實(shí)際封裝大小和封裝引腳定義、綁線電感的影響以及器件連接的規(guī)則,同時需要注意二極管的方向以及金屬線的過流能力。圖6 為混頻器芯片的版圖,芯片尺寸為1.6 mm×1.6 mm。

圖6 混頻器芯片版圖Fig.6 Mixer chip layout

7 仿真結(jié)果與分析

本設(shè)計(jì)混頻器射頻、本振頻率為1.5～5.0 GHz,射頻功率為-10 dBm,本振功率為13 dBm。以下對混頻器版圖各項(xiàng)指標(biāo)進(jìn)行仿真。整體來看,各項(xiàng)仿真均滿足要求,且通過改進(jìn)結(jié)構(gòu),隔離度以及線性度改善相對明顯,混頻電路性能較好。

圖7 為不同結(jié)構(gòu)混頻電路的變頻損耗仿真曲線圖,改進(jìn)的雙平衡混頻器的變頻損耗變化曲線顯示在1.5～5.0 GHz 頻段內(nèi)CL≤8.2 dB,整體上變頻損耗較小,且?guī)?nèi)相對平坦;普通雙平衡結(jié)構(gòu)混頻器變頻損耗變化曲線圖顯示帶寬較窄。通過對比發(fā)現(xiàn),改進(jìn)型結(jié)構(gòu)不僅變頻損耗較小,且擴(kuò)寬了頻帶寬度。

圖7 變頻損耗仿真曲線圖Fig.7 Simulation curves of conversion loss

圖8 為在不同溫度及工藝角的三種典型情況下變頻損耗的仿真變化曲線圖,可以看出,在工藝有偏差的情況下,對于變頻損耗的影響較小。

圖8 不同溫度及工藝角時的變頻損耗仿真曲線圖Fig.8 The simulation curves of conversion loss at different temperatures and process angles

圖9 為混頻器的各端口在1.5～5.0 GHz 頻段內(nèi)相互隔離度變化曲線圖,如圖所示,藍(lán)色曲線代表射頻到中頻隔離度,在整個頻帶內(nèi),Iso_RF/IF≥23 dB;黑色曲線代表本振到射頻的隔離度,在1.5～4.5 GHz頻帶內(nèi),Iso_LO/RF≥44 dB;紅色曲線代表本振到中頻的隔離度,在整個頻帶內(nèi)Iso_LO/IF≥35.5 dB。整體來看,在頻帶范圍內(nèi)各端口間相互隔離度很高,混頻電路各端口間的信號泄露較少,即混頻失真變小,混頻器整體的性能得到改善。

圖9 端口間相互隔離度仿真曲線圖Fig.9 Simulation curves of mutual isolation of each port

圖10 為射頻到中頻端口隔離度隨頻率變化的曲線圖,混頻電路中頻端口未加濾波補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)時的隔離度在15～20 dB;改進(jìn)后的混頻電路在其輸出中頻端口添加了濾波補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),隔離度在23～52 dB。通過仿真曲線對比可以看到,改進(jìn)后的混頻器隔離度明顯地提高了很多。

圖10 射頻到中頻隔離度仿真曲線圖Fig.10 Simulation curves of RF-to-IF solation

圖11 為混頻器的中頻帶寬,在DC～1.5 GHz 頻帶內(nèi),變頻損耗在8.5 dB 以內(nèi),損耗較小,中頻帶寬較寬。

圖11 中頻帶寬仿真曲線圖Fig.11 Simulation curve of IF bandwidth

圖12 為混頻電路的輸入三階交調(diào)點(diǎn)隨射頻頻率的變化曲線圖,改進(jìn)型雙平衡混頻器的線性度在整個頻帶范圍內(nèi),IIP3≥18 dBm,線性度較高;普通雙平衡混頻電路顯示IIP3≥15.5 dBm,整體上與改進(jìn)型雙平衡混頻器IIP3 相差2.5 dBm 左右。

圖12 輸入三階交調(diào)點(diǎn)仿真曲線圖Fig.12 Simulation curves of input the third-order intermodulation point

表1 為本文雙平衡混頻器與不同文獻(xiàn)混頻器性能的對比,通過對比可以看出,本設(shè)計(jì)采用的改進(jìn)型雙平衡混頻器具有低的變頻損耗及高的隔離度和線性度,性能更優(yōu)。

表1 混頻器的性能對比Tab.1 Performance comparison of mixer

8 結(jié)論

本文采用InGaP/GaAs HBT 工藝設(shè)計(jì)了一款1.5～5.0 GHz 的寬帶高線性高隔離度雙平衡混頻器,本文在雙平衡混頻器結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上采用了中頻補(bǔ)償濾波網(wǎng)絡(luò)及雙混頻環(huán)的結(jié)構(gòu),使混頻器的端口隔離度得到提升且擴(kuò)寬了帶寬,通過以上仿真曲線對比可以看出,改進(jìn)型雙平衡混頻器射頻到中頻的隔離度在整個頻帶內(nèi)比普通雙平衡混頻器高20～30 dB,且線性度也提高2.5 dBm 左右,同時可以直觀看到混頻器的頻帶變寬。本文混頻器具有寬頻帶、低變頻損耗、高隔離度、高線性度的優(yōu)點(diǎn),可用于射頻通信系統(tǒng)中,具有較好的實(shí)用性。