王傳云,張喜強,王麗娜,韓志文

(華東交通大學(xué) 信息工程學(xué)院,江西 南昌 330013)

隨著通信系統(tǒng)的發(fā)展,功分器向著小型化、多功能集成、多頻帶、低損耗等方面發(fā)展[1-4]。Wilkinson功分器因具有結(jié)構(gòu)設(shè)計簡單、端口之間隔離度高等特點,被廣泛應(yīng)用于射頻電路[5-8]。而傳統(tǒng)的Wilkinson功分器存在一定的局限性,只能工作在單一頻率或?qū)?yīng)的奇次諧波上,無法滿足通信系統(tǒng)對雙頻/多頻的需求,因此,雙頻/多頻Wilkinson 功分器引起廣泛關(guān)注。Park 等[9]在Wilkinson 功分器的輸入-輸出連接線中間使用短路/開路傳輸線枝節(jié)連接到傳統(tǒng)的Wilkinson 功分器上,實現(xiàn)雙頻特性。楊彥炯等[10]基于耦合線和枝節(jié)加載結(jié)構(gòu),設(shè)計了一款寬頻比雙頻耦合線Wilkinson功分器。為了提高功分器各通帶的選擇性,雙頻/多頻濾波功分器也成為當(dāng)前研究熱點之一。Wen 等[11]用兩對雙模諧振器和一對馬刺線設(shè)計了一款雙頻濾波Wilkinson 功分器。通過對饋電網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化,使得雙模諧振器和馬刺線之間產(chǎn)生混合電磁耦合,從而產(chǎn)生了多個傳輸零點,提高了功分器兩個通帶的帶外選擇性。Zhang 等[12]在四分之一波長短路微帶線和多模諧振器之間引入適當(dāng)?shù)鸟詈橡侂娋W(wǎng)絡(luò),提出了一款雙頻濾波功分器。在輸出端口加載兩個四分之三波長開路耦合線,使得功分器實現(xiàn)較好的頻率選擇性。為了使功分器具有更好的性能,以滿足各種無線系統(tǒng)的應(yīng)用,一些新穎的諧振器結(jié)構(gòu)仍值得探索。

本文基于Wilkinson 功分器的優(yōu)勢,利用雙模微帶諧振器設(shè)計了一款雙頻濾波功分器。為了不增加電路的尺寸,引入雙模槽線諧振器,并將其與微帶諧振器進(jìn)行垂直級聯(lián),展寬功分器通帶帶寬。同時,利用諧振器單元自身諧振特性以及饋電網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化設(shè)計,在每個通帶兩側(cè)分別產(chǎn)生了一個單獨可控傳輸零點,提高功分器的帶外抑制能力。

1 雙模帶通濾波器的設(shè)計與分析

本文提出的微帶帶通濾波器結(jié)構(gòu)如圖1(a) 所示,它由一個加載T 型枝節(jié)的半波長諧振器組成。微帶線的長度和寬度分別用Lm,i和Wm,i表示,對應(yīng)的電長度和特征導(dǎo)納分別用θi和Yi表示,i=1,2,…,其中θ1=βLm,1,θ2=βLm,2,θ3=βLm,3,θ4=βLm,4,θ5=βLm,5,β為相移常數(shù)。濾波器的頻率響應(yīng)如圖1(b) 所示,可以看出濾波器有fom和fem兩個諧振頻率。

圖1 雙頻帶通濾波器結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.1 Configuration and simulation results of dual-band pass filter

由于濾波器沿AA,面為對稱結(jié)構(gòu),因此,可利用奇偶模分析方法[13]研究其諧振特性,奇模、偶模等效電路如圖2 所示。

圖2 雙模微帶諧振器奇偶模等效電路Fig.2 Odd and even mode equivalent circuit of microstrip dual mode resonator

為了便于電路分析,假設(shè)Wm,1=Wm,2=Wm,3。如圖2(a) 所示,在奇模激勵下,對稱面AA,可以看成理想電壁,該諧振器等效為四分之一波長均勻阻抗諧振器;在偶模激勵下,對稱面AA,可以看成理想的磁壁,該諧振器等效為二分之一波長均勻阻抗諧振器,如圖2(b) 所示。因此,在奇模、偶模激勵條件下的輸入導(dǎo)納分別表示為:

式中:θi=,其中c為自由空間下的光速,ξe為有效介電常數(shù);Y為其特征導(dǎo)納。當(dāng)Yin,om=0,Yin,em=0 時,奇模、偶模的諧振條件可以分別表示為:

根據(jù)θi=βLm,i以及奇偶模等效電路,為了簡化分析,圖3 給出了Lm,i的變化對奇、偶模諧振頻率的影響。從圖3(a)可以看出,fem隨Tm,5增加而減小,而fom不變;從圖3(b)和3(c)可以發(fā)現(xiàn),fom和fem均隨枝節(jié)長度Lm,1+Lm,2(單獨改變Lm,1或Lm,2)和Lm,3+Lm,4(單獨改變Lm,3或Lm,4)的增加而減小。因此可以根據(jù)設(shè)計需要,通過改變T 型枝節(jié)Tm,5和半波長諧振器的長度,來改變奇偶模諧振頻率fom和fem。

圖3 奇偶模隨濾波器重要參數(shù)的變化Fig.3 Variation of odd and even modes with important parameters of filter

同時,雙模微帶諧振器在通帶2 左側(cè)產(chǎn)生一個傳輸零點,利用公式(5)計算傳輸電路的輸入導(dǎo)納Yin,om和Yin,em,得出該傳輸零點的諧振頻率如式(6)所示。

因此改變T 型枝節(jié)的長度Lm,5可以控制該傳輸零點的位置。

2 雙頻濾波功分器的設(shè)計

2.1 雙頻濾波功分器的原理與分析

由于傳統(tǒng)的Wilkinson 功分器沒有濾波特性,為了在功分器中引入濾波性能,將所提出的濾波器與Wilkinson 功分器集成,如圖4 所示,設(shè)計了一款具有濾波特性的雙頻濾波功分器Ⅰ。

圖4 雙頻濾波功分器Ⅰ結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Configuration of the dual-band filter power divider Ⅰ

圖5 為雙頻濾波功分器Ⅰ的S參數(shù)仿真圖,從圖中可以看出,雙頻濾波功分器Ⅰ在2.1 GHz 和3.5 GHz 附近產(chǎn)生兩個諧振頻率的同時,也在通帶2 左側(cè)產(chǎn)生了一個傳輸零點,且該功分器的隔離度較好。然而,由于所提出的雙頻濾波功分器在兩個通帶內(nèi)均只有一個諧振頻率,使得雙頻濾波功分器存在阻抗帶寬較窄的問題。

圖5 雙頻濾波功分器Ⅰ的S 參數(shù)仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of S-parameters of dual-band filter power divider Ⅰ

2.2 雙頻濾波功分器帶寬的展寬

為了展寬雙頻濾波功分器的阻抗帶寬,同時考慮到小型化的問題,利用微帶線和槽線之間的對偶關(guān)系,在地面上引入雙模槽線諧振器,如圖6(a) 所示。槽線的長度和寬度分別用Ls,i和Ws,i表示,i=1,2,…。雙模槽線諧振器對應(yīng)的頻率響應(yīng)如圖6(b) 所示,它產(chǎn)生fes和fos兩個諧振頻率的同時,也在通帶2 右側(cè)產(chǎn)生了一個傳輸零點。

圖6 雙模槽線諧振器結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.6 Configuration of the slot line dual-mode resonator and simulation results

雙模槽線諧振器在奇偶模分析方法下的奇模、偶模激勵等效電路分別如圖7(a)和7(b)所示。值得一提的是,由于槽線和微帶線之間的對偶關(guān)系,雙模槽線諧振器的奇、偶模等效電路結(jié)構(gòu)分別與雙模微帶諧振器的偶、奇模等效電路結(jié)構(gòu)相對應(yīng)。通過分析,雙模槽線諧振器奇模和偶模的輸入導(dǎo)納分別為:

圖7 雙模槽線諧振器奇偶模等效電路Fig.7 Odd and even mode equivalent circuit of slot line dual mode resonator

當(dāng)Yin,os=0,Yin,es=0 時,此時奇模和偶模諧振條件分別為:

由于微帶和槽線之間的對偶關(guān)系,雙模槽線諧振器的相應(yīng)結(jié)構(gòu)參數(shù)以及對奇偶模諧振頻率的影響與雙模微帶諧振器相似,因此,本節(jié)不再贅述相關(guān)參數(shù)分析內(nèi)容。雙模槽線諧振器傳輸零點可表示為:

引入雙模槽線諧振器后,雙頻濾波功分器在所需頻帶范圍內(nèi)產(chǎn)生了fom、fes、fem、fos四個諧振頻率,如圖8 所示。此時雙頻濾波功分器在通帶2 兩側(cè)分別有1個傳輸零點。

由圖8 可以發(fā)現(xiàn),雙模槽線諧振器的引入雖然展寬了濾波功分器的相對帶寬,但是通帶1 的帶外選擇性較差。為了進(jìn)一步提高所提出的濾波功分器整體的帶外抑制水平,在饋電網(wǎng)絡(luò)引入微帶枝節(jié)L1和[14-15],所提出的雙頻濾波功分器II 的結(jié)構(gòu)如圖9(a)和9(b) 所示。

圖8 未加載微帶枝節(jié)的功分器S 參數(shù)仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of S-parameters of the power divider without microstrip branches loaded

圖9 雙頻濾波功分器Ⅱ上層和底層結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Upper and bottom configuration of the dual-band filter power divider Ⅱ

圖10 為加載微帶枝節(jié)的功分器S參數(shù)仿真結(jié)果,可以看出,在饋電網(wǎng)絡(luò)中加載微帶枝節(jié),并沒有增加電路尺寸,且對諧振頻率基本不影響。此時該雙頻濾波功分器在通帶1 兩側(cè)分別產(chǎn)生了一個傳輸零點,明顯提高了所提出的雙頻濾波功分器的整體帶外抑制能力。

2.3 雙頻濾波功分器的零點分析

根據(jù)上述分析,通過在饋電網(wǎng)絡(luò)加載微帶枝節(jié),在通帶1 兩側(cè)引入了兩個傳輸零點,且傳輸零點單獨可控。如圖11(a)和11(b) 所示,當(dāng)改變枝節(jié)L1時,TZ1隨著L1變化,其余傳輸零點保持不變;當(dāng)改變枝節(jié)L2時,TZ2隨著L2變化,TZ1、TZ3、TZ4保持不變。所以通過調(diào)節(jié)L1和L2的長度,可以調(diào)整TZ1和TZ2的位置。同時,根據(jù)前述分析,TZ3和TZ4兩個傳輸零點是由雙模微帶諧振器和雙模槽線諧振器自身諧振特性所產(chǎn)生。根據(jù)式(6)和式(11),改變雙模諧振器的T型加載枝節(jié)Lm,5和Ls,5,可以單獨調(diào)整TZ3和TZ4兩個傳輸零點的頻率,分別如圖11(c)和11(d) 所示。

圖11 傳輸零點隨功分器重要參數(shù)的變化Fig.11 Variation of transmission zeros with important parameters of power divider

3 仿真與測試結(jié)果

本文所提出的雙頻濾波功分器采用相對介電常數(shù)為3.38,厚度為0.813 mm 的Rogers RO4003 基板。雙頻濾波功分器的設(shè)計尺寸如表1 所示。

表1 雙頻濾波功分器設(shè)計參數(shù)Tab.1 Design parameters of dual-band filter power divider mm

為了驗證設(shè)計的正確性,對所提出的雙頻濾波功分器進(jìn)行了加工測試,如圖12(a)和12(b)所示。

圖12 雙頻濾波功分器加工實物圖Fig.12 Photograph of the fabricated dual-band filter power divider

圖13 為加工模型的仿真和測試S參數(shù)曲線。由圖13 可以看出,仿真和實測結(jié)果吻合較好,但兩者之間存在微小的誤差,這主要是由于電路加工精度以及2、3 端口間距所引起。仿真結(jié)果在2.17 GHz 和3.55 GHz的回波損耗分別為16.48 dB 和15.32 dB,插入損耗分別為3.07 dB 和3.09 dB,兩個通帶內(nèi)2、3 端口間的隔離度均在-20 dB 以下;測試結(jié)果在2.17 GHz 和3.55 GHz 的回波損耗分別為15.48 dB 和14.23 dB,插入損耗分別為3.21 dB 和3.32 dB,兩個通帶內(nèi)2、3端口間的隔離度均在-18.9 dB 以下。

圖13 加工模型的仿真和測試的S 曲線Fig.13 Measured and simulated S-paraments of the prototype

4 結(jié)論

本文利用微帶線和槽線的對偶關(guān)系,基于雙模微帶諧振器和雙模槽線諧振器的垂直雙層結(jié)構(gòu),設(shè)計了一款工作于S 波段的雙頻濾波功分器。利用兩個諧振器單元自身諧振特性以及在饋電網(wǎng)絡(luò)引入微帶枝節(jié),在不影響雙頻濾波功分器諧振特性及電路整體尺寸的情況下,提高了雙頻濾波功分器工作通帶的帶外選擇性。最終所設(shè)計的雙頻濾波功分器的兩個通帶中心頻率分別工作于2.17 GHz 和3.55 GHz,相對帶寬分別為8.29% 和8.15%,隔離度均優(yōu)于18 dB。測試結(jié)果和仿真結(jié)果吻合良好,驗證了設(shè)計的可行性和正確性。該雙頻濾波功分器具有較好的通帶特性和隔離度,具有一定實用價值。