萬健鵬，路宏敏，劉國華，李 敏

(西安電子科技大學 電子工程學院,陜西 西安 710071)

現(xiàn)代地面車載通信系統(tǒng)上裝備了大量成套的電子電氣設備，這些設備與系統(tǒng)為地面車輛提供了通訊、指揮、導航、預警、跟蹤、武器系統(tǒng)控制和數據分析處理的能力。大量設備在車輛內部形成了一個復雜的電磁場環(huán)境，這種電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)環(huán)境會導致許多電磁兼容(Electromagnetic Compatibility，EMC)問題[1-5]，例如通信距離縮短以及通信質量下降。此時，系統(tǒng)間的電磁兼容性問題就變得尤為突出。

針對車載通信系統(tǒng)間的電磁兼容問題，采用傳統(tǒng)的四級篩選方法進行電磁干擾余量評估，會出現(xiàn)評估模型不適用的情況，評估結果無法反應通信系統(tǒng)降級程度[6]。因此，有必要對傳統(tǒng)的四級篩選法方法進行改進，對車載通信系統(tǒng)進行更為精確、高效、全面的電磁干擾余量評估。

1 系統(tǒng)電磁兼容原理

電磁兼容三要素[7]包括電磁干擾源、干擾傳播路徑和敏感設備。如圖1所示，通過比較干擾源耦合到敏感設備處的有效干擾功率和敏感設備的靈敏度，可以得到敏感設備的受擾程度[8]，據此建立的干擾余量(Interference Margin，IM)計算模型[9]為

圖1 電磁兼容三要素Figure 1. Three elements of EMC

IM(f,t)=PE(f,t)-S(f)

(1)

式中，IM(f,t)為敏感設備受到的干擾余量，單位為dB；PE(f,t)為干擾源耦合到敏感設備射頻端口的有效干擾功率，單位為dBm；S(f)為敏感設備的靈敏度，單位為dBm。

2 超短波接收機減敏模型

接收機的靈敏度表示接收機可解調的最小信號強度，同噪聲系數、帶寬和溫度有關。接收機靈敏度[10]計算式為

Sref=kT+10logB+SNR+NF

(2)

式中，Sref代表靈敏度，單位dBm；k是玻爾茲曼常數，大小為1.38×10-23J·K-1；T是熱力學溫度，單位為K；B代表接收機工作帶寬，單位為Hz；SNR(Signal to Noise Ratio)代表輸出信噪比，單位為dB；NF代表噪聲系數，單位為dB。

超短波接收機前端系統(tǒng)如圖2所示。50 Ω系統(tǒng)天線端口干擾電平與干擾功率的關系按式(3)進行換算。

圖2 超短波接收機前端系統(tǒng)框圖Figure 2. Block diagram of VHF receiver front end system

I=V-107

(3)

式中，V為接收機天線端口干擾電平，單位為dBuV；I為接收機前端干擾功率，單位為dBm。

接收機減敏機理[11]如圖3所示，當接收機的輸入端有一個或多個與基頻鄰近的干擾信號時，干擾信號會在接收機射頻前端的混頻器與本振信號發(fā)生倒易混頻，造成接收機底噪的抬升[12]，導致接收機輸出信噪比降低。當收到強干擾信號后，接收機會產生非線性效應，此時干擾信號會讓接收機前端的小信號放大器的噪聲系數增加。根據噪聲系數級聯(lián)公式可知，接收機整體的噪聲系數增加將導致接收機靈敏度下降。受擾后接收機的靈敏度計算式為

圖3 靈敏度下降過程Figure 3. The decline process of sensitivity

Snow=Sref+(SNRnow-SNRref)+(NFnow-NFref)

(4)

式中，Snow為接收機受擾后靈敏度；Sref為未受擾時接收機靈敏度；SNRnow為受擾后輸出信噪比； SNRref為無干擾時輸出信噪比；NFnow為受擾后的噪聲系數；NFref為無干擾時的噪聲系數；Imax為干擾信號峰值功率；Isat為接收機靈敏度下降6 dB的干擾信號峰值功率。

預測靈敏度與實測數據的誤差計算式為

erro=|Snow-Smea|

(5)

式中，Smea為超短波接收機實測靈敏度。

將模型預測的靈敏度與實測數據對比，誤差結果如圖4所示。在所測的62個頻點中，71%的頻點預測靈敏度誤差在3 dB以內。該減敏模型能通過天線端口干擾信號峰值電平有效地預測接收機受擾后的靈敏度。受擾后接收機的減敏量為

圖4 預測誤差Figure 4. Prediction errors

ΔS=Snow-Sref

(6)

式中，ΔS為減敏量，單位為dB。

3 干擾余量評估方法

對于系統(tǒng)級EMI進行評估時，首先應該確定評估標準。在該模型中，車載通信系統(tǒng)的電磁干擾環(huán)境可分為3個等級：IM>0表示系統(tǒng)存在潛在的電磁干擾環(huán)境；IM=0表示系統(tǒng)處于臨界干擾；IM<0表示系統(tǒng)處于兼容狀態(tài)。

干擾余量評估流程如圖5所示，該模型可用于計算車載通信系統(tǒng)的干擾余量，通過通信距離、信噪比、誤碼率3個指標對整個車載通信系統(tǒng)的通信性能進行定量評估。

圖5 干擾余量評估流程Figure 5. Interference margin assessment process

3.1 工作條件評估

在工作條件評估這一階段，首先評估車載通信系統(tǒng)中接收機的實際工作條件，包括空間條件和時間條件[13]?？臻g條件主要反映系統(tǒng)的空間物理特性，例如空間布局和物理距離。時間條件則反映系統(tǒng)的時間物理特性，例如運行時發(fā)生沖突的可能性。在該模型中，布局空間是否擁擠，設備之間的物理距離是否有限，設備之間工作時是否會發(fā)生沖突，這些都是第一級EMI評估的依據。

如果滿足其中任何一個條件，則第一級EMI評估結果為IM>0，說明可能存在潛在的EMI環(huán)境，需要進行下一級評估。

3.2 工作頻率評估

在工作頻率評估這一階段，主要針對信號頻譜中的頻率沖突問題進行評估。一般來說，接收機可接收3種類型的電磁干擾：基波干擾、諧波干擾、互調干擾[14]。因此，第二級評估主要針對這些類型的干擾，并據此定義了IM準則方程。通過這些IM準則方程可判斷電磁干擾的類型。

基波干擾的IM準則方程為

(7)

式中，fT為發(fā)射機工作頻率；fR為接收機工作頻率；BT為發(fā)射機帶寬；BR為接收機帶寬。

諧波干擾的IM準則方程為

(8)

式中，BnT為發(fā)射機的n次諧波帶寬。

互調干擾的IM準則方程

(9)

式中，fT1和fT1為兩種不同發(fā)射機的基波信號頻率；BmT1和BnT2為這兩種發(fā)射機的m次諧波和n次諧波對應的帶寬，一般m+n小于5。

第二級評估按上述計算式進行。若滿足任何等式，則第二級評估結果為IM>0，說明存在潛在的EMI環(huán)境，需要進行第三級評估。

3.3 信號功率評估

在信號功率評估這一階段，需要計算發(fā)射機對接收機造成的干擾量。干擾量是指干擾發(fā)射機耦合到接收機上功率的大小[15]，其大小與發(fā)射機的發(fā)射特性、接收機的接收特性、收發(fā)天線間的耦合度、環(huán)境噪聲[16]等因素都有關。

發(fā)射機對接收機的干擾計算模型如圖6所示。其中，發(fā)射機功率為Pt，接收機收到的功率為Pr，發(fā)射機和接收機的饋電網絡效率分別為ηt和ηr，發(fā)射天線和接收天線間的耦合度為CP。設發(fā)射和接收天線的增益分別為Gt和Gr，發(fā)射機和接收機到饋電網絡的反射系數分別為Γt和Γr。

圖6 發(fā)射機對接收機的干擾計算模型Figure 6. The calculation model of transmitter to receiver interference

(1)基波干擾的干擾功率為

ηr(1-|Γr|2)

(10)

(2)諧波干擾的干擾功率為

(11)

式中，Δ為諧波抑制量，計算式如下

Δ=algN+b

(12)

式中，N為諧波次數；a和b為常數，根據表1取值。

表1 常數a和b的取值Table 1. The values of the constants a and b

(3)互調干擾的干擾功率為

Pr=2A+B+D-60lg(Δf)

(13)

式中，Δf=0.5×(|f1-f0|+|f2-f0|)；f1和f2為兩個干擾信號的頻率；f0為諧波頻率；A為距離接收機較近的發(fā)射機的干擾量；B為距離接收機較遠的發(fā)射機的干擾量，均按照基波干擾量的計算方法得到；D為互調系數。

在這一階段，考慮到系統(tǒng)中存在的所有干擾源，在接收機工作帶寬內，若干擾信號同頻，則接收機的總干擾量為

(14)

式中，P為總干擾量；Pn為第n個干擾類型在接收機端口的干擾量；N為干擾的個數。

若干擾信號頻率差小于接收機的工作帶寬，需要計算接收機干擾信號的峰值功率。接收機干擾信號的峰值功率計算如下

Pmax=MAX{P1,P2,…,Pn}

(15)

式中，Pmax為接收機端口峰值功率；Pn為第n個干擾類型在接收機端口的干擾量。

將接收機的總干擾功率或峰值干擾功率與接收機靈敏度進行對比，如若干擾功率大于接收機靈敏度，則第三級評估結果為IM>0，說明存在潛在的EMI環(huán)境，需要進行下一級評估。

3.4 通信性能評估

在通信性能評估這一階段，首先通過上一級的干擾信號功率對接收機受擾后的靈敏度進行計算；然后對接收機的通信距離與模擬信號的信噪比或數字信號的誤碼(Bit Error Rate,BER)率進行評估。

受到干擾后，接收機的靈敏度會降低，為了維持正?？煽客ㄐ牛ぷ餍盘栐趥鞑ブ锌扇菰S的最大傳播損耗減小，進而導致實際通信距離減小。通信距離與接收機靈敏度[17]的關系為

Pt+Gt+Gr-Lt-Lr-S=Ls

(16)

式中，Pt為發(fā)射機功率，單位為dBm；Gt、Gr分別為發(fā)射天線、接收天線增益，單位為dB；Lt、Lr分別為發(fā)射機和接收機的饋電損耗，單位為dB；S為接收機靈敏度；Ls為傳播損耗單位為dB。

根據實際工作環(huán)境，選取合適的傳播模型，帶入傳播模型便可算出接收機受擾后的實際通信距離。自由空間與地面模型通信距離減小率與減敏量的關系按式(17)、式(18)計算

Δd1=(1-10-ΔS/20)×100%

(17)

Δd2=(1-10-ΔS/40)×100%

(18)

式中，Δd1是自由空間傳播通信距離減小率；Δd2是地面?zhèn)鞑ネㄐ啪嚯x減小率；ΔS是減敏量。

對于模擬信號，信噪比是評價其性能的關鍵指標。接收機受到干擾時，可以使用信號與干擾加噪聲比來衡量信號質量。信噪比計算式為

(19)

式中，SNR為接收機的信噪比；S為有用信號功率；N為噪聲功率；I為干擾信號功率。

對于數字信號，誤碼率是評價其性能的關鍵指標。對于數字通信系統(tǒng)，誤碼率可以直接衡量數字通信系統(tǒng)的可靠性。車載通信系統(tǒng)的許多因素都會對信號的誤碼率產生影響，例如調制類型、信道編碼模式、信道模型。

4 實例應用

本文通過一個車載通信系統(tǒng)干擾余量評估的算例來驗證本文提出的評估方法的有效性。

已知某作戰(zhàn)集群工作在平原環(huán)境[18-19]，平原的起伏高度h=1 m。平原環(huán)境模型如圖7所示，在該平原作戰(zhàn)環(huán)境下有兩輛通信車和一輛干擾車，3輛車均以10 m·s-1的速度運動。通訊車2與干擾車3距離有700 m。通訊車1上裝有一部工作電臺，即超短波電臺VHF1(Very High Frequency，VHF)，VHF1發(fā)。通訊車2上裝有兩部工作電臺，即超短波電臺VHF2和短波電臺HF3，VHF2收，HF3發(fā)。干擾車3上裝有一部超短波電臺VHF4，VHF4發(fā)。詳細工作參數如表2所示。

圖7 平原環(huán)境模型Figure 7. Plain environment model

表2 車載發(fā)射機和接收機參數Table 2. Parameters of vehicular transmitter and receiver

根據本文提出的電磁兼容性預測方法，對接收機VHF2的受擾情況進行評估。

在第一級，VHF2和HF3工作在在同一輛車輛上，VHF2與VHF4相距較近，3部車載電臺均可能同時工作，所以VHF2極有可能被干擾，不滿足空間條件和時間條件，電磁兼容評估結果為IM>0，表明系統(tǒng)中存在潛在的電磁干擾環(huán)境，需要進行工作頻率評估。

在第二級，利用表2中所列的信息，按照式(7)～式(9)對工作頻率進行評估。VHF4對VHF2不存在干擾， HF3對VHF2存在三次諧波干擾，電磁兼容評估結果為 IM>0，表明系統(tǒng)中存在潛在的電磁干擾環(huán)境，需要進行信號功率評估。

在第三級，對諧波干擾量進行計算。根據文獻[18]可知HF3對VHF2的天線耦合度為-35.3 dB。利用表2所列的信息，根據式(11)可計算出諧波干擾量為-105.3 dBm。因只存在諧波干擾，由式(15)可知接收機干擾信號峰值功率為-105.3 dBm，高于接收機靈敏度。通過式(1)計算干擾余量為10.7 dB，電磁兼容評估結果為IM>0，需要進行通信性能評估。

在通信性能評估階段，已知VHF2電臺采用二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)方式通信，無干擾時輸出信噪比為12 dB。

由式(4)可計算出接收機受擾后的靈敏度為-108.5 dB。根據的文獻[18]平原傳輸損耗模型，由式(16)計算出接收機此時的實際通信距離為13.58 km。根據式(19)可計算出此時接收機的輸出信噪比為7.2 dB。

為了模擬車輛移動或障礙物引起的信號衰減效應，在Simulink中搭建萊斯信道，對BPSK通信系統(tǒng)不同信道編碼方式下的誤碼率進行仿真。在萊斯信道下搭建的模型如圖8所示，萊斯信道采用Jakes衰落模型，直射路徑多普勒頻移設置為1 Hz，萊斯信道K因子為3。

圖8 萊斯信道下BPSK通信系統(tǒng)模型Figure 8. BPSK communication system model under Rician channel

由圖9可知，BPSK通信系統(tǒng)在萊斯信道下，干擾余量越大，誤碼率越高。信道編碼可以有效降低誤碼率，改善通信性能。卷積編碼和線性編碼相較于漢明編碼和BCH編碼，可以在干擾余量較小的情況下達到較好的通信性能。通過仿真結果可知，干擾余量為10.7 dB時，VHF2電臺采用Linear編碼時的誤碼率為6.1×10-3。

圖9 萊斯信道下不同編碼方式誤碼率Figure 9.BER of different coding methods under Rician channel

5 與傳統(tǒng)評估方法的比較分析

為了驗證所提出評估方法的有效性，本文采用文獻[18]中的發(fā)射系統(tǒng)和接收系統(tǒng)數據進行計算，并與傳統(tǒng)評估方法進行對比分析，預測結果如表3所示。

表3 預測結果對比Table 3. Comparison of prediction results

傳統(tǒng)的四級篩選法分為快速篩選、幅度篩選、 頻率篩選和詳細計算與性能分析。傳統(tǒng)方法只考慮單個發(fā)射機對接收機的影響，逐個計算干擾收-發(fā)對的基波干擾余量、發(fā)射機干擾余量、接收機干擾余量(Receiver Interference Margin，RIM)、亂真干擾余量(Spurious Interference Margin，SIM)。與傳統(tǒng)方法相比，本文的評估方法考慮了多個干擾源同時工作時，對接收機造成干擾量的疊加，通過分析干擾量對接收機靈敏度的影響，在通信性能評估階段選取了通信距離、信噪比、誤碼率3個指標對車載通信系統(tǒng)受擾后的性能降級進行了分析。由表3可見，本文提出的方法適用性更廣，評估結果更加精確，能夠直觀地體現(xiàn)出通信系統(tǒng)受擾后性能的變化情況。

6 結束語

本文提出了一種車載通信系統(tǒng)電磁干擾余量評估模型。該模型評估流程依次分為工作條件評估、工作頻率評估、信號功率評估、通信性能評估。在對某車載通信系統(tǒng)進行電磁干擾余量評估中，該車接收機前端的干擾信號功率為-105.3 dBm，減敏模型預測靈敏度為-108.5 dBm。此時車載接收機的干擾余量為10.7 dB，受擾后的信噪比為7.2 dB，通信距離減小了45.6%，誤碼率為6.1×10-3。本文的預測結果貼合實際情況，證明了本文干擾余量評估模型的有效性和全面性，為車載通信系統(tǒng)電磁干擾余量評估提供了參考。