荀荷惠，沈漢鑫，蘇堅(jiān)堅(jiān)，鄧思宇，朱 浩

(1.廈門理工學(xué)院光電與通信工程學(xué)院，福建廈門 361024；2.廈門市愛維達(dá)電子有限公司，福建廈門 361024)

兩級(jí)式功率拓?fù)鋵?duì)解決寬電壓輸入及高效率隔離的問題有非常大的作用，在電源設(shè)計(jì)方面被廣泛研究。文獻(xiàn)[1]提出一種Buck-LLC 級(jí)聯(lián)的變換器，基于Buck 電路電感電流及LLC 變換器輸出電壓，通過雙環(huán)定頻控制提升LLC 變換器的效率以補(bǔ)償Buck 變換器造成的效率降低。文獻(xiàn)[2]研究了一種雙輸出的LLC 兩級(jí)式DC-DC 變換拓?fù)?，能夠利用寬電壓的輸入特性，而且轉(zhuǎn)換效率也較高，但是當(dāng)負(fù)載變化較大時(shí)，LLC 諧振變換器容易失去軟開關(guān)工作點(diǎn)。文獻(xiàn)[3]對(duì)適用于寬電壓輸入的兩級(jí)式拓?fù)溥M(jìn)行了分析，提出設(shè)計(jì)兩級(jí)式拓?fù)涞幕痉椒?。文獻(xiàn)[4-5]研究了一種Boost 型寬范圍輸入的LLC 諧振變換器，輸入電流紋波明顯減小，同時(shí)電壓增益范圍也顯著增加。

Boost-LLC 兩級(jí)式功率拓?fù)渚C合了Boost 和LLC 諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，既能滿足寬輸入電壓，又可以實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。但是，此變換器同時(shí)存在一些不足，隨著功率不斷升高，負(fù)載不斷增大，LLC 諧振變換器輸出電壓也進(jìn)一步增加，使得諧振頻率下降，如果采用恒定母線電壓，車載DC-DC 電源工作于輕載時(shí)為使變換器輸出電壓穩(wěn)定需提高工作頻率，關(guān)斷損耗隨之增加，致使輕載時(shí)效率變低[6-7]；而當(dāng)負(fù)載特別輕時(shí)，變換器由于工作頻率的限制，使得輸出電壓不可調(diào)[8]。

針對(duì)上述問題，本文提出一種脈寬調(diào)制(PWM)+脈沖頻率調(diào)制(PFM)相結(jié)合的控制策略，前級(jí)Boost 變換器采用PWM 控制，通過負(fù)載電流補(bǔ)償使得母線電壓可調(diào)；后級(jí)LLC諧振電路基于PFM 控制，通過輸出電壓補(bǔ)償環(huán)始終處于諧振頻率工作，達(dá)到輸出電壓恒定，使其在不同負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到效率優(yōu)化。本文分析了基于Boost-LLC 兩級(jí)式變換器的結(jié)構(gòu)以及工作運(yùn)行模態(tài)；基于此結(jié)構(gòu)，提出了PWM+PFM 混合控制的策略，具體分析了PFM 調(diào)制模式向PFM+PWM 共同調(diào)制模式的轉(zhuǎn)換過程；結(jié)合復(fù)合模式下的增益分析，得到開關(guān)管占空比的調(diào)節(jié)范圍，合理設(shè)置死區(qū)時(shí)間，減小開關(guān)損耗，從而在輕載時(shí)得到較高效率；搭建了一臺(tái)1 200 W 樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制方法在實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入的同時(shí)可以達(dá)到高效率。

1 工作原理

兩級(jí)式功率拓?fù)溆葿oost 與半橋LLC 諧振變換器串聯(lián)而成，圖1 為變換器結(jié)構(gòu)圖。Boost 電路由電感L、開關(guān)管Q 和二極管D1 構(gòu)成；可控MOS 管S1、S2 串聯(lián)，構(gòu)成半橋，諧振電感Lr、諧振電容Cr與變壓器T 的原邊勵(lì)磁電感Lm組成一個(gè)LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。變壓器副邊利用SR1、SR2 同步整流技術(shù)減少輸出二極管的損耗。

圖1 Boost-LLC 變換器結(jié)構(gòu)圖

輸入電壓Vin首先經(jīng)Boost 電路進(jìn)行升壓，輸出值作為母線電壓，通過調(diào)節(jié)Boost 變換器開關(guān)管Q 的占空比對(duì)母線電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，結(jié)合其自身的升壓特性可以實(shí)現(xiàn)寬范圍輸入的升壓穩(wěn)壓，從而降低對(duì)輸入側(cè)電容的要求。后級(jí)半橋LLC 電路在開關(guān)頻率調(diào)節(jié)下始終處于諧振頻率處，以此達(dá)到變換器的低壓穩(wěn)壓輸出，并且可以實(shí)現(xiàn)模塊化電壓輸入端與輸出端的隔離。

圖2 為變換器的關(guān)鍵波形，[t0,t12]為一個(gè)開關(guān)周期，包含12 個(gè)工作模式，以下對(duì)各個(gè)階段進(jìn)行分析。

圖2 變換器的關(guān)鍵波形

[t0,t6]階段，開關(guān)管Q 斷開，輸入流經(jīng)電感L 和二極管D1，ir是諧振電流，im是勵(lì)磁電流。

[t0,t1]階段：在t0之前，開關(guān)管S1、S2 寄生電容的充放電過程已經(jīng)完成，開關(guān)管S1、S2 的電壓等于電容Cbus的電壓Vbus；在t1時(shí)刻，S1 導(dǎo)通，Lr和Cr參與諧振，Lm被箝位，未參與諧振，im線性上升，ir反向，變壓器原副邊出現(xiàn)功率傳輸，副邊同步整流二極管SR1 導(dǎo)通。

[t1,t2]階段：im反向一直在減小，直到t2時(shí)刻減小至零，這段時(shí)間內(nèi)，Lm仍被箝位，不參與諧振，副邊側(cè)SR1 導(dǎo)通，原邊向副邊傳輸?shù)哪芰坑蒐r、Cr諧振網(wǎng)絡(luò)提供。

[t2,t3]階段：im、ir都由上至下，ir呈正弦變化，Lm仍被箝位，未參與諧振，im線性變化，原邊向副邊提供能量，副邊二極管SR1 導(dǎo)通。

[t3,t4]階段：在t3時(shí)刻，ir下降到與im相等，Lm不再被箝位；SR1、SR2 均反向截止，SR1 實(shí)現(xiàn)ZCS 關(guān)斷；Lr、Lm和Cr一起參與諧振，變壓器原副邊之間不再傳輸功率，副邊側(cè)負(fù)載由濾波電容Co供電。

[t4,t5]階段：S1 關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，諧振電流ir為S1 的寄生電容充電，給S2 的寄生電容放電，直至t5時(shí)刻完成充放電，變壓器不再參與能量傳輸，原副邊分離，由濾波電容Co給負(fù)載提供能量。

[t5,t6]階段：Lm繼續(xù)被箝位，未參與諧振，im線性變化，輸入源不再提供能量，諧振網(wǎng)絡(luò)Lr和Cr保證變壓器原副邊能量的傳輸，副邊SR2 導(dǎo)通；t5時(shí)刻充放電完成，S2 的寄生電容電壓降為0，ir流經(jīng)S2 的體二極管完成續(xù)流，t6時(shí)刻，S2 開通，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管S2 的ZVS。

[t6,t12]階段進(jìn)入開關(guān)管Q 的下半個(gè)周期，開關(guān)管S1 可實(shí)現(xiàn)ZVS 開通，工作過程與上半周期相同，在此不再贅述。

2 控制策略

變換器工作于PFM 調(diào)制模式時(shí)開關(guān)管S1、S2 的占空比均為0.5，電容Cbus上的電壓較高，當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，金屬-氧化層半導(dǎo)體場效晶體管(MOSFET)及電容Cbus在選型上不容易滿足電壓應(yīng)力要求，同時(shí)LLC 諧振變換器的增益范圍會(huì)大大增加，給磁元件的參數(shù)設(shè)計(jì)增加了很大難度[9]。為有效降低Cbus上的電壓，縮小開關(guān)頻率范圍，提高轉(zhuǎn)換效率，結(jié)合PFM 和PWM 實(shí)施混合控制策略，圖3 為系統(tǒng)總體控制框圖，利用變換器輸出電壓Vo和母線電壓Vbus同時(shí)補(bǔ)償。當(dāng)輸入電壓增大時(shí)，母線電壓不會(huì)隨之上升，而是會(huì)穩(wěn)定在設(shè)定值，實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入。

圖3 系統(tǒng)總體控制框圖

控制系統(tǒng)將母線電壓采樣值Vbus與給定母線電壓值Vbref進(jìn)行誤差比較，作為PI 1 控制器的輸入，經(jīng)比例積分運(yùn)算得到Vbus_f；采樣值與給定值比較，當(dāng)Vbus＜Vbref，Vbus_f會(huì)被限幅箝位為(Vupper+Vlower)/2，此時(shí)開關(guān)管Q 的占空比為0.5；輸出電壓Vo與基準(zhǔn)電壓值Vref相比較，誤差值經(jīng)過PI 2 控制器比例積分運(yùn)算，得到反饋調(diào)節(jié)信號(hào)Δfs，調(diào)節(jié)變換器的開關(guān)頻率，變換器此時(shí)處于PFM 調(diào)制。輸入電壓進(jìn)一步增大，母線電壓Vbus隨之升高，當(dāng)母線電壓有超過給定值的趨勢(shì)時(shí)，輸出電流Io經(jīng)過電流傳感系數(shù)RsK前饋給占空比，開關(guān)管Q 的占空比降低，母線電壓從而被穩(wěn)定在給定值；同時(shí)輸出電壓增益隨著占空比減小而降低，因此為穩(wěn)定電壓增益，輸出電壓補(bǔ)償環(huán)路通過向回調(diào)節(jié)開關(guān)頻率達(dá)到穩(wěn)定要求，變換器的開關(guān)頻率隨著輸入電壓升高而減小，這時(shí)，變換器工作模式轉(zhuǎn)換為PFM+PWM 調(diào)制。

由兩個(gè)補(bǔ)償環(huán)路可知：在母線電壓未超過設(shè)定值前，開關(guān)管的占空比被限制為0.5，輸出電壓Vo在PFM 控制下維持穩(wěn)定；當(dāng)母線電壓有超過設(shè)定值的趨勢(shì)時(shí)，由輸出電流Io前饋與母線電壓Vbus補(bǔ)償部分調(diào)整開關(guān)管的占空比，輸出電壓補(bǔ)償環(huán)路調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，此時(shí)變換器處于PFM+PWM 調(diào)制。Vbus=Vbus_f是調(diào)制模式切換的控制點(diǎn)，當(dāng)Vbus剛達(dá)到Vbus_f時(shí)，開關(guān)頻率已達(dá)最大，輸入電壓進(jìn)一步升高時(shí)，因輸出電流前饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，開關(guān)管Q 的占空比相應(yīng)減小，維持母線電壓穩(wěn)定；而占空比減小又會(huì)使輸出電壓降低，此時(shí)輸出電壓控制回路會(huì)降低開關(guān)頻率，通過提高電壓增益保證輸出電壓穩(wěn)定。

3 增益分析

當(dāng)系統(tǒng)工作時(shí)，兩級(jí)電路的總增益為：

式中：d為半橋開關(guān)管占空比；品質(zhì)因數(shù)為變壓器副邊側(cè)折算到原邊側(cè)的等效電阻；fn=fs/fr，fs是開關(guān)頻率；勵(lì)磁電感與諧振電感之比λ=Lm/Lr。

保持d不變，圖4 為兩級(jí)電路的增益曲線。

圖4 三維電壓增益曲線

由圖4 可知，開關(guān)頻率固定下，調(diào)節(jié)占空比可以進(jìn)一步減小變換器電壓增益，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓增益的精細(xì)調(diào)節(jié)；占空比在0.45～0.5 調(diào)節(jié)，其電壓增益的精細(xì)程度更高。可以發(fā)現(xiàn)，頻率和占空比同時(shí)調(diào)節(jié)可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓增益的精細(xì)調(diào)節(jié)，從而降低對(duì)輸出電壓的影響。

但是，在PFM+PWM 調(diào)制下，占空比的調(diào)節(jié)范圍并不是在0～0.5 任意調(diào)節(jié)，而是有最小占空比限制，因?yàn)檎伎毡仍O(shè)置不合適會(huì)導(dǎo)致死區(qū)時(shí)間不合理，使傳輸損耗增大，從而降低傳輸效率。為了減小傳輸損耗并且確保變換器的軟開關(guān)特性不被破壞，需推導(dǎo)出最小占空比。當(dāng)開關(guān)管寄生電容的能量在死區(qū)時(shí)間內(nèi)釋放完畢，才能實(shí)現(xiàn)ZVS，占空比減小如同死區(qū)時(shí)間增大，因此需推導(dǎo)出死區(qū)時(shí)間。由文獻(xiàn)[10]得最大死區(qū)時(shí)間關(guān)系式為：

式中：Lm為勵(lì)磁電感；Cj為開關(guān)管寄生電容；fr為諧振頻率。

最小占空比Dmin滿足：

式中：Ts為開關(guān)周期；fs是開關(guān)頻率。

4 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)與結(jié)果分析

4.1 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)

為驗(yàn)證所提出的效率優(yōu)化方法是否合理，基于DSPIC30F28032 芯片，設(shè)計(jì)了輸出功率1 200 W 的原理樣機(jī)，圖5 為樣機(jī)實(shí)物圖，樣機(jī)的主要元器件及其規(guī)格參數(shù)如表1所示。分別測(cè)量200、340、420 V 輸入電壓下不同負(fù)載的傳輸效率，驗(yàn)證所提出的效率優(yōu)化方法是否可以在全負(fù)載范圍達(dá)到高傳輸效率。

圖5 樣機(jī)實(shí)物

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

4.2 結(jié)果分析

圖6 為輕載時(shí)開關(guān)管S1 零電壓開通時(shí)各極間電壓波形圖和諧振電流圖，原邊MOSFET 開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS，源極電壓Vds降為零之后，驅(qū)動(dòng)電壓Vgs才觸發(fā)。ZVS 能夠減少開通關(guān)斷時(shí)的損耗，對(duì)效率的提高有很大幫助。

圖6 零電壓開通時(shí)各極間電壓波形圖和諧振電流圖

負(fù)載改變時(shí)的結(jié)果如圖7 所示，在50 W 向500 W 負(fù)載切換時(shí)，輸出電壓下降約2 V，切載后大約在150 μs 后輸出電壓恢復(fù)穩(wěn)定，證實(shí)任意調(diào)節(jié)負(fù)載，輸出電壓均可保持恒定，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性。

圖7 負(fù)載突變時(shí)的結(jié)果

在輸入電壓分別為200、340、420 V 時(shí)，測(cè)出熱機(jī)平衡情況下的輸出功率與輸入功率，從而計(jì)算出轉(zhuǎn)換效率，得到在200、340、420 V 三種輸入電壓下輸出功率與傳輸效率的關(guān)系，如圖8(a)所示，三種輸入電壓下，負(fù)載從輕載變化到重載時(shí)，均具有較高的傳輸效率，均在90%以上，最高達(dá)94%，說明變換器不僅實(shí)現(xiàn)了寬范圍輸入電壓，而且在全負(fù)載范圍內(nèi)具有較高的轉(zhuǎn)換效率。如圖8(b)所示，與傳統(tǒng)的PFM 控制方式相比，PWM+PFM 混合控制使得傳輸效率在輕載時(shí)提升了3%，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到優(yōu)化。

圖8 效率關(guān)系圖

綜上，相較于單一LLC 諧振變換器，兩級(jí)Boost-LLC 變換器結(jié)構(gòu)同樣具有良好的軟開關(guān)特性和穩(wěn)定性；相較于傳統(tǒng)的PFM 控制方法，PWM+PFM 混合調(diào)制方法不僅可以實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入，而且能夠提高輕載時(shí)的效率。

5 結(jié)論

針對(duì)LLC 諧振變換器不能適應(yīng)寬范圍輸入電壓以及輕載時(shí)效率較低的問題，本文基于兩級(jí)Boost+LLC 變換器提出一種PWM+PFM 混合調(diào)制策略。在輸入電壓增大時(shí)，負(fù)載電流環(huán)通過改變占空比調(diào)節(jié)母線電壓，輸出電壓環(huán)調(diào)節(jié)頻率，使變換器始終工作在諧振頻率，通過PFM+PWM 共同控制提升電壓增益，進(jìn)而穩(wěn)定輸出電壓。通過分析變換器的電壓增益特性，獲得適當(dāng)?shù)恼伎毡日{(diào)節(jié)范圍，實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入，同時(shí)降低了傳輸損耗，輕載效率得以提高。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，輕載情況下優(yōu)化方法可以較好地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)性能，達(dá)到效率優(yōu)化，而且能夠滿足寬范圍電壓輸入，具有很好的穩(wěn)定性。