靳舵，張厚升，李家琪，蔣俊杰，王 傲

（山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，山東淄博 255022）

0 引言

在經(jīng)濟(jì)全球化的大背景下，人類社會(huì)取得進(jìn)步的同時(shí)也面臨著資源消耗過快的問題，這也給環(huán)境造成了很大的污染［1］。燃油汽車行業(yè)受到了巨大沖擊，面對(duì)這種嚴(yán)重問題不得不做出調(diào)整。近年來，電動(dòng)汽車（Electric Vehicle，EV）憑借其污染少、能量利用率高、噪音小以及能量可回收等優(yōu)點(diǎn)在我國(guó)得到了大力支持和迅速的發(fā)展［2-3］。

研究發(fā)現(xiàn)，電動(dòng)汽車每天集中使用的時(shí)間有限，絕大部分階段保持停放的狀態(tài)。經(jīng)眾多學(xué)者研究，一種車網(wǎng)互動(dòng)技術(shù)（Vehicle to Grid，V2G）蓬勃發(fā)展，在用電高峰期時(shí)，為滿足高負(fù)荷用電需求，將電動(dòng)汽車的電能回饋至電網(wǎng)，這也表明了電動(dòng)汽車可對(duì)智能電網(wǎng)起到削峰填谷的作用［4-6］。

三相逆變器是電動(dòng)汽車V2G技術(shù)的重要環(huán)節(jié)，在實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)電網(wǎng)波動(dòng)，進(jìn)行削峰填谷的同時(shí)，又要避免電力電子設(shè)備所引起的諧波以及無功功率對(duì)電網(wǎng)的影響［7-8］。對(duì)三相逆變器的控制策略的研究，文獻(xiàn)［9］中不再使用傳統(tǒng)的PI控制而是引入了模糊邏輯控制，獲得了高功率因數(shù)和低諧波畸變的效果，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快但控制精度有待提高。文獻(xiàn)［10］中引入基于電壓和電流前饋解耦的雙閉環(huán)控制，控制效果較好，但變換過程較為復(fù)雜，且沒有對(duì)直流電壓進(jìn)行控制。文獻(xiàn)［11］中將滑模變結(jié)構(gòu)控制應(yīng)用到電壓外環(huán)，通過該算法為內(nèi)環(huán)提供電流，控制精度高且響應(yīng)較快，但在跟蹤輸入電壓時(shí)存在著較大的電流波動(dòng)。文獻(xiàn)［12-13］中提出電流預(yù)測(cè)控制策略，能使電流迅速達(dá)到給定值，該控制方法具有較高的功率因數(shù)，諧波含量少且能保持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，但計(jì)算復(fù)雜、動(dòng)態(tài)性能較差。

三相逆變器可將電動(dòng)汽車中的直流電轉(zhuǎn)化為交流電，實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的削峰填谷，這對(duì)電網(wǎng)波動(dòng)的調(diào)節(jié)具有重要意義［14-16］。本文主要研究三相全橋逆變器的控制策略，調(diào)制方式采用結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單且容易實(shí)現(xiàn)的正弦脈寬調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）。以三相全橋逆變器為研究對(duì)象，建立其數(shù)學(xué)模型，提出一種基于前饋解耦的雙閉環(huán)控制策略。仿真結(jié)果證實(shí)了本文所提的控制方法可有效地提高直流側(cè)電壓的控制精度，減小并網(wǎng)電流的波動(dòng)及降低諧波畸變。

1 三相逆變器的數(shù)學(xué)模型

在實(shí)際應(yīng)用中，三相逆變換器可將電動(dòng)汽車電池中的直流電轉(zhuǎn)化為交流電，在智能電網(wǎng)不穩(wěn)定的時(shí)候?qū)ζ溥M(jìn)行調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)削峰填谷的作用。本文主要基于三相全橋電壓型逆變器的電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行研究，其結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 三相逆變器電路結(jié)構(gòu)圖

圖中ea、eb、ec為三相交流側(cè)的輸入電動(dòng)勢(shì)，ia、ib、ic為三相交流側(cè)的輸入電流，R1～R3、L1～L3分別為電網(wǎng)側(cè)等效電阻和等效電感，VT1-VT6為開關(guān)管器件，C為直流側(cè)儲(chǔ)能電容，udc為電容兩端的電壓，e為直流側(cè)電動(dòng)汽車電池的電動(dòng)勢(shì)，RL為直流側(cè)電阻。

由圖1 的電路結(jié)構(gòu)可得出，該三相全橋逆變器共采用6 個(gè)開關(guān)管，存在3 個(gè)橋臂。本文采用邏輯函數(shù)Si（i＝a、b、c）的數(shù)值分別表示對(duì)應(yīng)橋臂上兩個(gè)開關(guān)管的工作狀態(tài)。當(dāng)Si的值為1時(shí)，表示該橋臂上端的開關(guān)管導(dǎo)通，下端的開關(guān)管關(guān)斷；當(dāng)Si的值為0時(shí)，表示該橋臂上端的開關(guān)管關(guān)斷，下端的開關(guān)管導(dǎo)通。

為便于分析和研究，假設(shè)三相交流電動(dòng)勢(shì)ea、eb、ec為幅值相同、相角互差120°的正弦電勢(shì)；電網(wǎng)側(cè)各相等效電感和阻值相同，即R1＝R2＝R3＝R，L1＝L2＝L3＝L；VT1-VT6均為理想的開關(guān)管。利用基爾霍夫電壓定律（KVL）與電流定律（KCL）可得該逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的模型

在三相靜止abc 坐標(biāo)系下，逆變器的各變量均為交流量，很難進(jìn)行相關(guān)的計(jì)算和控制，使得控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)困難。為簡(jiǎn)化控制運(yùn)算，將逆變器模型轉(zhuǎn)化到兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下，使交流變量等效為直流變量。為簡(jiǎn)化計(jì)算，引入坐標(biāo)變換矩陣

式中：ω為旋轉(zhuǎn)角轉(zhuǎn)速；ωt為a軸與d軸之間的夾角。當(dāng)時(shí)間t為0時(shí)，a軸與d軸重合。

結(jié)合式（1）、（2），該逆變器的模型可轉(zhuǎn)化到兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下，

式中：ud和uq分別為三相逆變器交流側(cè)電壓的dq軸分量，id和iq分別為三相逆變器交流側(cè)電流的dq軸分量，ed和eq分別為電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)的dq軸分量。

在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，三相逆變器模型的dq軸電流分量id與iq可分別表示交流側(cè)電流的有功分量與無功分量，因此對(duì)電流id與iq進(jìn)行控制就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)交流側(cè)有功和無功的單獨(dú)調(diào)節(jié)。由式（3）可知，在dq軸上的電流分量id和iq受多種變量的影響，且均含有d、q軸上的參數(shù)變量，存在著復(fù)雜的耦合現(xiàn)象，因此設(shè)計(jì)控制策略時(shí)應(yīng)首先將d軸與q軸間的耦合現(xiàn)象解除。

2 基于前饋解耦的雙閉環(huán)控制策略

由于電網(wǎng)側(cè)等效電阻非常小可忽略，即式（3）中的Rid與Riq可以忽略不計(jì)。電流環(huán)控制器采用PI控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)，所以式（3）中的電流微分項(xiàng)可由PI 控制器獲得，其他的擾動(dòng)項(xiàng)采用前饋補(bǔ)償?shù)姆椒ㄟ\(yùn)算，可得電流控制方程

將式（4）代入式（3），可得

由式（5）可見，三相逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流分量id和iq已經(jīng)實(shí)現(xiàn)完全解耦?；趦上嗤叫D(zhuǎn)坐標(biāo)，圖2 給出了該控制策略的前饋解耦框圖。

圖2 兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)前饋解耦控制框圖

在前饋解耦過程中，由于id、iq中存在電流脈動(dòng)分量，這會(huì)對(duì)控制過程產(chǎn)生不利影響。為提升控制效果，將參與前饋解耦的dq軸電流用給定的dq軸電流替換。通過電流環(huán)的前饋解耦環(huán)節(jié)，消除了電流分量id與iq之間的耦合現(xiàn)象，對(duì)兩者分別進(jìn)行控制即可實(shí)現(xiàn)對(duì)有功功率和無功功率的單獨(dú)調(diào)節(jié)。如圖3 給出了電流替換后的前饋解耦控制框圖。

圖3 改進(jìn)的前饋解耦控制框圖

為并網(wǎng)過程能高效運(yùn)行，引入鎖相環(huán)（Phase locked loop，PLL）來跟蹤電網(wǎng)側(cè)三相交流信號(hào)的相位信息，圖4 給出了鎖相環(huán)控制框圖，其中：f為電網(wǎng)電壓的頻率；θ為交流信號(hào)的相位角度。

圖4 鎖相環(huán)控制框圖

鎖相環(huán)主要由3 部分組成，分別為鑒相器（對(duì)應(yīng)坐標(biāo)變換）、濾波器（對(duì)應(yīng)PI 控制器）以及壓控振蕩器（對(duì)應(yīng)積分環(huán)節(jié)）。三相電壓經(jīng)變換后可分別得到其在dq軸上的電壓分量，將q軸的電壓分量經(jīng)過PI 控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)，輸出頻率的差值與電網(wǎng)電壓頻率求和并進(jìn)行積分，最終得到交流側(cè)信號(hào)的相位角。

圖5 給出了改進(jìn)的基于前饋解耦的雙閉環(huán)控制策略結(jié)構(gòu)圖，圖中為直流側(cè)電壓給定值。該控制策略具有良好的控制性能，能保證交流電網(wǎng)側(cè)以及直流側(cè)具有良好的靜態(tài)特性。

圖5 電壓電流雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖

該控制方法將三相交流側(cè)的電壓和電流經(jīng)坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)化到dq軸上所對(duì)應(yīng)電壓、電流分量，作為前饋解耦控制的輸入信號(hào)。電壓環(huán)與電流環(huán)均采用PI 調(diào)節(jié)器進(jìn)行控制，電壓外環(huán)能使直流側(cè)電壓保持穩(wěn)定，電流內(nèi)環(huán)通過調(diào)節(jié)器維持電流的穩(wěn)定。電壓給定值與反饋值進(jìn)行比較計(jì)算，將偏差作為PI 調(diào)節(jié)器的輸入，將所得運(yùn)算結(jié)果作為d軸電流分量的給定，根據(jù)解耦與經(jīng)變換得出的dq軸電壓與電流分量以及參數(shù)ωL進(jìn)行前饋解耦運(yùn)算，得到調(diào)節(jié)后的ud；為保證三相逆變器具有良好的工作特性，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為1 的運(yùn)行效果，電流在q軸分量的給定值設(shè)置為零，同理可以得到調(diào)節(jié)后的uq值。將所得的dq軸電壓分量轉(zhuǎn)化到三相靜止坐標(biāo)系中，經(jīng)過SPWM 環(huán)節(jié)輸出6 脈沖的PWM波形，該控制信號(hào)通過控制6 個(gè)開關(guān)器件的通斷使得逆變器高效運(yùn)行。該控制方法能夠?qū)崿F(xiàn)變換器在功率因數(shù)為1 的狀況下運(yùn)行，使得控制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能較好，具有良好的穩(wěn)態(tài)效果。

三相逆變器作為連接智能電網(wǎng)和電動(dòng)汽車的重要樞紐，要能從直流側(cè)向交流側(cè)饋送能量，且在逆變過程中盡可能減小對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。在用電量較大的時(shí)間內(nèi)，為保證智能電網(wǎng)的穩(wěn)定狀態(tài)，需將電動(dòng)汽車側(cè)的電能反饋到交流電網(wǎng)，通過增大直流側(cè)電壓值udc使其大于電壓外環(huán)給定值，即-udc＜0，該偏差值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器輸出一個(gè)負(fù)的給定q軸電流分量，此時(shí)逆變器開始工作，向交流電網(wǎng)側(cè)釋放能量，且在變換過程中產(chǎn)生的諧波對(duì)電網(wǎng)的影響較小，具有良好的應(yīng)用前景。

3 仿真結(jié)果分析

為驗(yàn)證本文所提控制策略的有效性，達(dá)到電動(dòng)汽車對(duì)智能電網(wǎng)削峰填谷的調(diào)節(jié)目的，完成能量從電動(dòng)汽車向電網(wǎng)的饋送。通過建立三相逆變器，在Simulink中進(jìn)行了仿真，表1 給出了仿真系統(tǒng)的主要參數(shù)。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)

由圖1 雙向變換器電路結(jié)構(gòu)可知，該系統(tǒng)共有3個(gè)橋臂，分別對(duì)應(yīng)開關(guān)管VT1和VT4、VT3和VT6、VT5和VT2。開關(guān)管在接收到控制信號(hào)時(shí)并不能立即達(dá)到控制效果，同一橋臂上的兩個(gè)開關(guān)管可能會(huì)同時(shí)導(dǎo)通致使危險(xiǎn)現(xiàn)象的發(fā)生。為避免這一情況，在PWM 信號(hào)生成之后加入了一個(gè)開通延遲環(huán)節(jié)，當(dāng)給定開通信號(hào)時(shí)，開關(guān)管會(huì)延遲一段時(shí)間導(dǎo)通，這就保證了開關(guān)管能夠安全導(dǎo)通，消除了安全隱患。延遲后的PWM 脈沖信號(hào)波形如圖6 所示。

圖6 PWM脈沖信號(hào)波形圖

當(dāng)電網(wǎng)處于高負(fù)荷狀態(tài)下，電動(dòng)汽車經(jīng)逆變器向智能電網(wǎng)提供能量，將電動(dòng)汽車一側(cè)的直流電轉(zhuǎn)化為交流電進(jìn)行并網(wǎng)。圖7 給出了逆變過程中直流側(cè)電壓的仿真波形，其中藍(lán)色表示為傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略，紅色為本文所提控制策略?？梢姡绷鱾?cè)電壓經(jīng)過調(diào)節(jié)均可以達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，兩者均在0.1 s左右穩(wěn)定在600 V，具有良好的動(dòng)、靜態(tài)效果。在傳統(tǒng)控制方法中，直流電壓降落達(dá)到545 V，本文所提控制策略電壓降落約到555 V，其電壓降落更小。從穩(wěn)定狀態(tài)的局部放大圖可以看出，在傳統(tǒng)控制下，直流側(cè)電壓在599.95 V上下波動(dòng)，波動(dòng)范圍為0.2 V，而在本文所提控制策略下，直流側(cè)電壓穩(wěn)定在600 V，其波動(dòng)范圍為0.2 V，具有更優(yōu)良的控制精度。

圖7 直流側(cè)電壓波形

圖8 給出了逆變過程中三相交流側(cè)電壓及電流波形。當(dāng)三相逆變器處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，并網(wǎng)電壓與電流均保持為穩(wěn)定的正弦波，其中電壓的幅值約為310 V，電流幅值約為17 A。圖9 給出了A 相電壓與電流的波動(dòng)情況?？梢悦黠@看出，電壓與電流始終保持著相反的相位關(guān)系，這也表明了此時(shí)電動(dòng)汽車處于向電網(wǎng)放電的狀態(tài)。

圖8 三相并網(wǎng)電壓、電流波形

圖9 a相并網(wǎng)電壓、電流波形

圖10 給出了逆變過程中不同控制策略下交流側(cè)并網(wǎng)電流的波形。兩種控制方法在經(jīng)過0.08 s 的調(diào)整之后，均達(dá)到穩(wěn)定的正弦波形。但調(diào)節(jié)過程中，本文提出的控制策略具有更小的電流沖擊，約在-95 A到110 A范圍內(nèi)調(diào)節(jié)，而傳統(tǒng)的控制策略在-110 A 到110 A內(nèi)調(diào)節(jié)。在逆變過程中，改進(jìn)的控制策略并網(wǎng)電流沖擊更小，對(duì)電網(wǎng)有著更小的影響。

圖10 交流側(cè)電流波形

圖11、12 分別給出了傳統(tǒng)控制策略和改進(jìn)的控制策略下a相電流的頻譜，其總諧波失真分別為3.56%和2.74%，均小于5%。所提控制策略的諧波含量較傳統(tǒng)的控制策略減少0.82%，并網(wǎng)電流的質(zhì)量更高，使得整個(gè)逆變系統(tǒng)更加穩(wěn)定，逆變過程對(duì)電網(wǎng)的影響更小。

圖11 傳統(tǒng)控制策略下并網(wǎng)電流諧波分析

圖12 改進(jìn)控制策略下并網(wǎng)電流諧波分析

4 結(jié)語

三相逆變器是聯(lián)系智能電網(wǎng)與電動(dòng)車的重要環(huán)節(jié)，其逆變過程的控制效果直接決定著電動(dòng)汽車蓄電池向智能電網(wǎng)饋送能量的效率，實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的填谷作用，在減小電網(wǎng)波動(dòng)等方面具有重要意義。本文對(duì)三相逆變器的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了介紹，基于對(duì)dq軸坐標(biāo)系下前饋解耦控制方法的研究，提出一種改進(jìn)的電壓、電流雙閉環(huán)控制策略，使系統(tǒng)在功率因數(shù)為1 的狀況下運(yùn)行，提高系統(tǒng)的控制精度和穩(wěn)定性，降低并網(wǎng)電流的畸變。通過對(duì)系統(tǒng)的仿真分析，表明了該控制策略的可行性，在逆變過程中減小了直流側(cè)電壓的波動(dòng)，并網(wǎng)電流沖擊更小，諧波含量也有明顯減少，取得了良好的控制效果。