張振波， 王海云*， 王維慶

(1.新疆大學電氣工程學院, 烏魯木齊 830047; 2.教育部可再生能源發(fā)電與并網(wǎng)控制工程技術研究中心, 烏魯木齊 830047)

隨著中國“雙碳”目標的提出，能源問題日益嚴峻，在不久的未來，以化石能源為動力的燃油車將逐漸被清潔、環(huán)保的電動汽車取代。數(shù)量龐大的電動汽車作為移動式儲能電站，通過雙向功率變換器實現(xiàn)電網(wǎng)與汽車間能量雙向流動：在白天用電高峰期將汽車多余電量回饋到電網(wǎng)，起到肖峰的作用；在夜間用電低谷期，利用電網(wǎng)過剩的發(fā)電量給電池充電，起到填谷的作用[1-3]。雙向功率變換器作為能量流動的橋梁，對電網(wǎng)、汽車蓄電池起到至關重要的作用。

目前，汽車雙向功率變換器結(jié)構主要分為單級式和多級式兩種[4-5]：單級式雙向變換器只有一個雙向交流變直流(AC-DC)環(huán)節(jié)，實現(xiàn)整流逆變功能，雙級式雙向變換器包含有雙向交流變直流和雙向直流變直流(DC-DC)環(huán)節(jié)，其中直流變直流環(huán)節(jié)可以對直流電進行升降壓變換。因此，相比于單級式結(jié)構，雙級式結(jié)構功率變換器可以適應更寬范圍的蓄電池電壓[6]，在實際應用中得到快速發(fā)展。中外學者對雙向功率變換器控制策略進行了廣泛研究，文獻[7]針對電流過大造成解耦不充分提出采用平均電流控制解耦，電壓外環(huán)帶寬窄，響應速度慢有效減弱干擾；電流內(nèi)環(huán)帶寬較寬，響應速度快有利于電流跟蹤，平均電流解耦控制，可以有效降低大電流沖擊造成的不充分解耦。但由于電壓外環(huán)帶寬窄，會造成響應延遲，影響響應速度。文獻[8]提出一種基于雙序前饋解耦控制策略，通過雙旋轉(zhuǎn)坐標系分離正負分量，消除一個分量在坐標的影響，然后采用單一坐標分量控制解耦，提高解耦精度。文獻[9]提出一種電壓定向的PR控制策略，將采集的旋轉(zhuǎn)坐標系下的交流電壓通過坐標變換轉(zhuǎn)換成直角坐標系，再經(jīng)過比例諧振(proportional resonance，PR)控制器，對交流電壓分量進行無靜差跟蹤，從而獲得精準調(diào)制的空間矢量脈寬調(diào)制波(space vector pulse width modulation， SVPWM)對開關管進行控制，實現(xiàn)電網(wǎng)與電動汽車能量的雙向流動。但該控制策略引入了新的控制器，造成反饋調(diào)節(jié)次數(shù)增加，影響了動態(tài)響應速度。文獻[10]采用一種適用于電動汽車充放電的虛擬同步機控制策略，在電網(wǎng)電壓暫升暫降和網(wǎng)側(cè)輸入功率變換的情況下，對電動汽車充放電模式進行分析，驗證了該控制策略的可靠性。但該控制策略只能針對單一電壓等級的電池進行充放電，局限性較大。文獻[11]提出一種基于卡爾曼濾波的電流內(nèi)環(huán)解耦控制，采用電流解耦控制加比例式脈沖補償控制的方法，能有效地解耦電流分量，該控制策略魯棒性能和穩(wěn)定性較好，同時還具有更低的總諧波失真值。文獻[12]為了實現(xiàn)快速充放電，提出一種雙閉環(huán)前饋解耦，采用脈沖充電和恒流放電進行汽車與電網(wǎng)能量交換，但未考慮電感飽和會造成的解耦不充分，造成控制精度下降。

針對上述研究現(xiàn)狀，現(xiàn)首先介紹雙向功率變換器的基本電路拓撲結(jié)構，并在此基礎上提出一種基于二階廣義積分器(second-order general integrator，SOGI)的電流控制的車載雙向功率變換器控制策略，該策略采用二階廣義積分器實現(xiàn)正交信號構造，相比于傳統(tǒng)的延時構造法，提高系統(tǒng)響應速率，同時采用連續(xù)積分無電感解耦方法，避免電感飽和造成前饋解耦不充分，從而有效提高脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)控制精度。采用不同大小的電流對電池進行充放電，實現(xiàn)快充與慢充相互切換的目的，使電池達到深度充電，避免長時間使用大電流充電導致電池過熱，有利于延長電池壽命。最后，通過仿真和試驗驗證該控制策略的可行性；使得在充電電流較大時，電感仍能處于非飽和狀態(tài)，準確控制充電電流，避免對汽車電池造成破壞，提升汽車使用年限。

1 雙向功率變換器工作原理

車載雙向功率變換器作為連接電網(wǎng)與電動汽車能量傳輸?shù)募~帶，通常由濾波模塊、前級雙向AC-DC模塊、后級DC-DC模塊和電池模塊組成[13]。

變換器工作在充電狀態(tài)時，前級AC-DC變換器從電網(wǎng)吸收電能，將交流電整流為直流電，并保持直流端母線輸出電壓恒定；后級DC-DC變換器工作于Buck降壓斬波模式，將充電電壓、電流控制在電池要求內(nèi)。變換器工作在放電狀態(tài)時，后級DC-DC變換器工作于Boost升壓斬波模式，將電池電壓升高至中間直流母電壓；前級AC-DC變換器將直流電逆變成交流電，再反饋給電網(wǎng)[14]。其主電路與控制電路結(jié)構如圖1所示。

Iac為交流電源電流；Vac為交流電源電壓；L為電感；R為電阻；C為電容；DCbus為直流母線；Buck為降壓斬波信號；Boost為升壓斬波信號；Ib為電池電流；Vb為電池電壓；Is為交流側(cè)電流；αβ、dq為帕克(Park)變換；ω為諧振頻率；PWM為脈沖寬度調(diào)制信號；IGBT為開關管控 制信號圖1 雙向功率變換器拓撲圖Fig.1 Topology of bidirectional power converte

2 雙向變換器控制策略

2.1 SOGI控制

在前級AC-DC變換器的控制中，由于單相整流電路只存在一相電流，在進行閉環(huán)控制時，缺少一個自由度，所以無法進行同步坐標變換。傳統(tǒng)電感解耦控制通過延時法獲取彼此相位差為90°的一組電流信號，然后用于解耦控制，但該方法響應時間慢，在電網(wǎng)波動時極其不穩(wěn)定，對系統(tǒng)穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。采用二階廣義積分器SOGI獲取網(wǎng)側(cè)電壓電流相位，從而構造一組虛擬正交信號，進行坐標變換[15]，提高響應速度，增加系統(tǒng)穩(wěn)定性。同時SOGI在產(chǎn)生一對正交信號時，還可以有效濾除電網(wǎng)諧波，提高響應速率。如圖2所示。

k為阻尼系數(shù)；ω為諧振頻率；Iα為電流Is在α軸的分量；Iβ為電 流Is在β軸的分量；s為變量符號，無實際意義圖2 SOGI結(jié)構框圖Fig.2 Structure block diagram of SOGI

由圖2可知，SOGI的傳遞函數(shù)為

(1)

當諧振頻率調(diào)至電網(wǎng)基波頻率即(ω=ω0)，此時輸出一對具有嚴格意義的正交信號，即

(2)

通過SOGI可以得到兩個彼此相差90°的正弦信號Iα、Iβ，再通過Park變換得到d軸、q軸分量，其變換矩陣為

(3)

式(3)中：θ為鎖相環(huán)相位角。將式(1)代入式(2)可得

(4)

將式(3)整理可得

(5)

由式(5)可知，通過二階廣義積分器將單相電流分解為相位彼此相差90°的兩相電流，用于后續(xù)解耦控制的反饋輸入。

2.2 傳統(tǒng)電感解耦控制

根據(jù)基爾霍夫電壓定律(kirchhoff’s voltage law，KVL)方程得到單相AC-DC整流器在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的數(shù)學模型：

(6)

式(6)中：ed、eq為電網(wǎng)電壓在d軸、q軸的分量；ud、uq為交流側(cè)電壓在d軸、q軸的分量；Id、Iq為d軸、q軸的電流分量；R1為電路阻抗；t為時間。

由式(6)可知，單相整流器在dq坐標系下的數(shù)學模型與三相整流器相同，d軸分量與q軸分量相互耦合，將Id、Iq作為電流內(nèi)環(huán)被控對象，進行比例積分(proportional integral，PI)控制，由于ed和eq中含有Id、Iq的耦合項，故需要對變量Id、Iq進行前饋解耦，傳統(tǒng)的前饋解耦采用電感解耦模式，如圖3所示。

Vdc為直流母線參考電壓；Vdc為直流母線實際電壓；為d軸參考 電流分量；為q軸參考電流分量；PLL為鎖相環(huán)圖3 傳統(tǒng)電感解耦控制框圖Fig.3 Block diagram of traditional inductance decoupling control

前饋電感解耦控制為

(7)

式(7)中：Kip為比例控制系數(shù)；Kil為積分控制系數(shù)。

圖3中，電網(wǎng)采集的交流電經(jīng)過延時90°獲得旋轉(zhuǎn)坐標下的兩項電流Iα、Iβ，再經(jīng)過dq變換得到反饋值，用于電感解耦。但傳統(tǒng)控制策略通過延時法構造兩項電流，影響了控制速率，同時電感解耦控制在電流過大時會造成電感飽和，使系統(tǒng)不能完全解耦，從而造成控制精度下降。

2.3 改進型無電感解耦控制

改進型無電感控制通過在前饋解耦時采用連續(xù)積分模塊，來避免電感L因電流過大導致飽和，造成解耦不充分。

由式(6)和式(7)聯(lián)立得

(8)

(9)

將jωLId作為一個整體，通過PI進行控制，設計PI控制為

(10)

將式(9)和式(10)代入式(8)化簡得

(11)

由式(11)可知，改進后的無電感解耦控制中ud、uq不含有電感L，通過PI控制系數(shù)與連續(xù)積分就可實現(xiàn)對電流的完全解耦，因此避免了電感飽和造成的不完全解耦，提高了控制精確性。其控制框圖如圖4所示。

后級DC-DC升降壓斬波電路采用電流控制的PWM方式，是一種雙閉環(huán)控制模式，相比較于電壓控制的單閉環(huán)控制模式來說，電流控制具有動態(tài)響應快，穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)越等特點。對輸出電池側(cè)電壓進行采樣，與設定參考電壓Vref進行比較，將誤差輸入PI控制環(huán)路進行比例積分控制，輸出結(jié)果加上電流參考值，作為電流基準值，將采集的電池側(cè)電流與基

圖4 改進型無電感解耦控制框圖Fig.4 Improved non-inductive decoupling control block diagram

準值做誤差，經(jīng)PI控制器調(diào)節(jié)后，輸出結(jié)果與鋸齒波進行調(diào)制，生成驅(qū)動信號，控制電路開關管開通與關斷。其控制結(jié)構框圖如圖5所示。

Vbat為電池電壓；Vref為設定參考電壓；Iref為設定參考電流；Buck為 降壓斬波信號；Boost為升壓斬波信號圖5 雙向功率變換器DC-DC控制框圖Fig.5 DC-DC control block diagram of bidirectional power converter

3 仿真結(jié)果分析

在MATLAB/Simulink仿真平臺下搭建雙向功率變換器模型，分別對傳統(tǒng)電感解耦控制和改進型無電感解耦控制進行仿真，并將改進型后的控制策略分別用于單向充放電、雙向恒流充放電，雙向變流充放電三種不同充電模式，驗證本文所提控制策略的可行性。仿真系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)參數(shù)Table 1 System parameters

3.1 電感解耦仿真

首先對傳統(tǒng)電感解耦控制與改進型無電感解耦控制進行仿真，通過對比解耦后電流與解耦前參考電流，分析電感飽和對解耦的影響。

綜上所述，當電流過大時，電感會產(chǎn)生飽和，造成解耦不充分，相比于傳統(tǒng)電感解耦，改進型無電感解耦控制不含有電感項，采用積分模塊避免了電感飽和造成的影響，有利于控制精度。

圖6 改進型無電感解耦控制對比仿真圖Fig.6 Simulation diagram of decoupling comparison under normal working conditions of power grid

圖7 傳統(tǒng)有電感解耦控制對比仿真圖Fig.7 Comparison simulation diagram of traditional inductive decoupling control

圖8 兩種控制誤差對比仿真圖Fig.8 Comparison simulation diagram of two control errors

3.2 單向充放電仿真

為了驗證改進型無電感控制策略的可行性，通過單向充放電、雙向充放電進行仿真驗證。設定充放電電流為10 A，充放電時間為20 s,實現(xiàn)恒流充放電過程，電池沖放電流如圖9(a)所示，電池內(nèi)部充電時電流值為負，反之為正。充電過程中，雙向功率變換器先進行整流，通過仿真結(jié)果可以看出在經(jīng)過1 s超調(diào)后，電池以10 A的電流進行充電；放電過程中，電池直接放電，電池端不存在超調(diào)，以10 A的電流恒流放電。電池充放電時，電池兩端電壓大小如圖9(b)所示，在充電狀態(tài)下，經(jīng)過20 s，電池電壓從149 V上升至154 V；在放電狀態(tài)下，負載電流在電池內(nèi)阻上產(chǎn)生一定的壓降，電池電壓從149 V下降至146 V，并逐漸趨于緩和。電池初始SOC設定為50%充放電過程中電池荷電狀態(tài)(state of charge，SOC)變換如圖9(c)所示，經(jīng)過20 s充電過程，電池SOC從50%提升至50.4%；放電過程中，電池荷電狀態(tài)從50%下降至49.6%，完成放電全過程。圖9(d)為單向充放電時，直流母線電壓大小，充電狀態(tài)下，經(jīng)過1.5 s，直流母線電壓達到300 V，且母線電壓穩(wěn)定在300 V；放電過程中，由于電池電壓直接經(jīng)升壓斬波達到直流母線電壓300 V,超調(diào)時間明顯小于充電過程。

圖9 單向充放電仿真圖Fig.9 Simulation diagram of unidirectional charging and discharging

由上述分析可知，在單向充放電模式下，該控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)電動汽車與電網(wǎng)的能量交換，對電池充放電電流進行控制，保證直流母線電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)，維持交流側(cè)與直流側(cè)功率平衡，提高傳輸效率。

3.3 雙向充放電仿真

在雙向充放電仿真中采用兩種模式：雙向恒流模式和雙向變流模式。通過兩種模式驗證該控制策略的有效性。如圖10(a)和圖10(b)所示，為雙向恒流充放電模式，在0～7 s時間內(nèi)，雙向功率變換器以10 A電流進行充電，電池兩端電壓從150 V上升至152 V，完成充電過程；在7～13 s時間內(nèi)，雙向功率變換器不進行充放電工作，充放電電流為0，由于電池內(nèi)阻緣故，當停止充電時，電池兩端電壓開始逐漸跌落；在13～20 s時間內(nèi)，雙向功率變換器工作于放電狀態(tài)，電池以10 A的電流大小進行放電，反饋給電網(wǎng)，電池兩端電壓由151 V開始回落。

圖10(c)和圖10(d)為雙向變流充放電模式，在0～3 s內(nèi)雙向功率變換器以5 A的電流大小給電池充電，電池兩端電壓由150 V升至151 V,隨后變換器充電電流升至10 A，在經(jīng)過4 s后，電池兩端電壓升至152 V，增長速率更快，曲線斜率變大。在7～13 s內(nèi)，充電電流為0，雙向功率變換器無能量流動，電池內(nèi)阻導致電池兩端電壓逐步下降，在13～15 s時間內(nèi)，電池以5 A電流進行放電，變換器能量由電池端饋流給電網(wǎng)，15～20 s內(nèi)，電池放電電流升至10 A，持續(xù)放電5 s,電池兩端電壓降至150 V。

圖10(e)為雙向充放電時電池SOC變化情況，從圖10(e)中可以看出，充放電時電流大小不同，電池荷電量增長速率也不同，充電時，荷電量上升，放電時荷電量下降，由于仿真時長較短，荷電變化較小。

圖10(f)為雙向充放電過程中直流母線電壓大小，充放電過程中直流母線電壓始終維持在300 V,電壓紋波控制在2%以內(nèi)，誤差為2 V。

由上述分析可得，在該控制策略下，功率變換器能實現(xiàn)恒流和變流充放電，通過調(diào)節(jié)充電電流大小，實現(xiàn)快充與慢充方式變換，在穩(wěn)定直流母線電壓的情況下，使電池達到深度充放電，延長電池使用壽命。

圖10 雙向充放電仿真圖Fig.10 Two-way charge-discharge simulation diagram

4 實驗結(jié)果分析

實驗采用TI公司的TMS320F28335 DSP開發(fā)板進行控制策略實驗驗證，對比分析傳統(tǒng)有電感解耦控制模式與改進型無電感解耦控制模式的輸出電流波形，驗證該控制策略可行性。

圖11(a)為傳統(tǒng)有電感解耦下的波形圖，采樣時間25 ms，幅值為每格500 mV。可以看出解耦后電流波形相比解耦前電流波形產(chǎn)生了一定延遲，相位發(fā)生變換，沒有同步。這是由于電流過大，造成電感線圈飽和，導致解耦不充分引起的。圖11(b)為改進型無電感解耦電流波形圖，為了便于對比觀察，將解耦后電流波形進行上移，分析可知解耦后的電流波形圖與解耦前電流波形圖同步，沒有受到電感飽和的影響，相位未發(fā)生變化。

圖11 解耦實驗波形圖Fig.11 Waveform of decoupling experiment

綜合上述實驗可以看出，采用無電感解耦的控制方法可以達到精確解耦，避免了由于電感線圈飽和造成的解耦不充分，提高了后續(xù)PWM控制的精度。

5 結(jié)論

針對車載雙向功率變換器，提出一種改進型無電感解耦控制策略。通過SOGI發(fā)生器生成標準正交信號，用于坐標變換，代替?zhèn)鹘y(tǒng)延遲法構造，加快響應速度。采用改進型無電感解耦控制策略，避免了因電流過大造成電感飽引起的解耦不充分問題，提高了解耦精度。通過仿真與實驗驗證了該控制策略的可行性，能在單向充放電、雙向恒流充放電、雙向變流充放電，三種模式下，實現(xiàn)電網(wǎng)與電動汽車之間的能量交換，維持直流母線電壓穩(wěn)定，實現(xiàn)功率平衡，控制方法簡單，效率高，便于數(shù)字信號處理器(digital signal processing，DSP)實現(xiàn)。