馮 楠，鞠 誠(chéng)，連 彬

(1．北京郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院, 北京 100876； 2．青島大學(xué) 電子信息學(xué)院，山東 青島 266000；3．河北工程大學(xué) 水利水電學(xué)院，河北 邯鄲 056001 )

0 引 言

隨著云計(jì)算、社交網(wǎng)絡(luò)以及高清電視等應(yīng)用的出現(xiàn)，中短距范圍的高速數(shù)據(jù)中心光互聯(lián)、光接入和光城域等光通信場(chǎng)景中業(yè)務(wù)增長(zhǎng)速率呈現(xiàn)指數(shù)形式增長(zhǎng)[1]。為了實(shí)現(xiàn)更高信息容量比特速率以滿足未來(lái)帶寬的持續(xù)需求，電氣與電子工程師協(xié)會(huì)(Institute of Electrical and Electronic Engineers， IEEE)802.3研究組對(duì)最高速率至1.6 Tbit/s 的以太網(wǎng)光物理層進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化的分析研究[2-3]，以適應(yīng)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)數(shù)據(jù)中心互聯(lián)(Data Center Interconnection, DCI)之間的業(yè)務(wù)傳輸。此外，為滿足大容量的接入城域網(wǎng)絡(luò)，三大標(biāo)準(zhǔn)化任務(wù)組全服務(wù)接入網(wǎng)絡(luò)(Full Service Access Network, FASN)、國(guó)際電信聯(lián)盟電信標(biāo)準(zhǔn)化部(International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector，ITU-T)和 IEEE 802.3分別面向更高速率的無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)(Passive Optical Network, PON)進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化研究工作[4-6]。

從發(fā)射機(jī)(Transmitter, Tx)調(diào)制格式的角度，為提升整體光傳輸系統(tǒng)的頻譜效率(Spectral Efficiency，SE)以及用戶的容量以滿足不同業(yè)務(wù)的需求，先進(jìn)的編碼和調(diào)制格式具有十分重要的作用。按照調(diào)制方法，可以分為雙邊帶(Double Side Band, DSB)調(diào)制和單邊帶(Single Side Band, SSB)調(diào)制，不同的調(diào)制方法所對(duì)應(yīng)的傳輸場(chǎng)景和實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)性能不同。此外，在帶寬受限的中短距光通信系統(tǒng)中，隨著波特速率和傳輸距離的增加，所面臨的各種物理層損傷將更加嚴(yán)重，因此，為在直接檢測(cè)(Direct Detection, DD)系統(tǒng)中補(bǔ)償信號(hào)損傷，在收發(fā)機(jī)中設(shè)計(jì)基于數(shù)字信號(hào)處理(Digital Signal Processing, DSP)的均衡技術(shù)十分必要。

從接收機(jī)(Receiver, Rx)檢測(cè)的角度，基于相干檢測(cè)的方法可以滿足未來(lái)中短距光傳輸系統(tǒng)的容量要求，但成本較高?？紤]中短距光傳輸場(chǎng)景的開(kāi)銷需求，相比于相干檢測(cè)，基于單偏振、單光電探測(cè)器(Photo Detector, PD)的DD收發(fā)機(jī)[7-8]由于簡(jiǎn)單和低開(kāi)銷的光硬件架構(gòu)而更具優(yōu)勢(shì)，是靈活高速的中短距光傳輸系統(tǒng)中一個(gè)更有競(jìng)爭(zhēng)力的候選技術(shù)。

另一方面，采用一個(gè)額外的維度來(lái)承載信息，是提升系統(tǒng)容量非常有潛力的方法。目前，先進(jìn)的復(fù)用機(jī)制主要包括波分復(fù)用(Wavelength Division Multiplexing,WDM)、偏振復(fù)用(Polarization Division Multiplexing, PDM)[9]、功率域[10-12]復(fù)用、子載波因子復(fù)用(Subcarrier Index Multiplexing, SIM)[13]、空分復(fù)用(Spatial Division Multiplexing SDM)[14]以及延遲區(qū)分復(fù)用(Delay Division Multiplexing, DDM)技術(shù)[15]。本文主要集中在單波長(zhǎng)單維度的調(diào)制和均衡技術(shù)上，這些技術(shù)可直接進(jìn)行擴(kuò)展。

綜上，本文將基于DD的中短距光傳輸系統(tǒng)場(chǎng)景，就先進(jìn)的調(diào)制格式、調(diào)制方式以及先進(jìn)的均衡技術(shù)進(jìn)行總結(jié)，并對(duì)未來(lái)的研究進(jìn)展趨勢(shì)進(jìn)行展望。

1 先進(jìn)的調(diào)制格式

本部分主要針對(duì)提升中短距光傳輸系統(tǒng)SE的4種先進(jìn)調(diào)制格式進(jìn)行分析研究，主要包括多等級(jí)離散多音頻(Discrete Multiple Tone, DMT)/正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)、單載波的 Nyquist 副載波調(diào)制(Subcarrier Modulation, SCM)、無(wú)載波相位調(diào)制(Carrierless Amplitude and Phase Modulation, CAP)以及四進(jìn)制的脈沖幅度調(diào)制(4-level Pulse Amplitude Modulation, PAM4)[16]，如圖1所示。OFDM或DMT是頻譜有效的多載波調(diào)制，具有高SE和抗單模標(biāo)準(zhǔn)光纖(Single Mode Standard Fiber, SSMF)中色散(Chromatic Dispersion, CD)能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，可實(shí)現(xiàn)多顆粒度的帶寬分配以提升光通信數(shù)據(jù)速率[17]。此外，許多基于OFDM 格式的變種在不同場(chǎng)景下也受到了廣泛關(guān)注[18-20]。這些多載波調(diào)制格式受復(fù)雜度的約束，相比之下，基于單載波的調(diào)制格式由于相對(duì)簡(jiǎn)單的DSP和功率消耗，在中短距光傳輸系統(tǒng)中得到了廣泛關(guān)注。

圖1 DD系統(tǒng)常用調(diào)制格式

1.1 OFDM及DMT調(diào)制格式

Tx以及Rx端，基于偽隨機(jī)二進(jìn)制比特，OFDM調(diào)制格式調(diào)制和解調(diào)的基本DSP原理框圖如圖2所示。具體地，在Tx 端，輸入的串行二進(jìn)制比特?cái)?shù)據(jù)進(jìn)行串/并(Serial Parallel, S/P)行轉(zhuǎn)換，經(jīng)過(guò)符號(hào)映射模塊，映射的符號(hào)經(jīng)過(guò)快速傅里葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)后調(diào)制N個(gè)正交的子載波數(shù)據(jù)。為了避免OFDM的符號(hào)間干擾(Inter Symbol Interference，ISI)，在OFDM子載波中插入循環(huán)前綴(Cyclic Prefix, CP)。最后，生成的OFDM幀經(jīng)過(guò)數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(Digital-to-Analog Converter, DAC)將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)。相似地，在Rx端，光/電(Optical/Electrical, O/E)轉(zhuǎn)換后，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog Digital Converter, ADC)模塊用于將接收的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，之后進(jìn)行與Tx端相反的DSP過(guò)程，即移除CP和傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)，在獲得N個(gè)正交的子載波數(shù)據(jù)后，解映射OFDM的符號(hào)通過(guò)P/S轉(zhuǎn)換模塊轉(zhuǎn)換成一個(gè)比特流序列。

圖2 OFDM調(diào)制格式

DMT格式作為DD-OFDM系統(tǒng)的實(shí)數(shù)形式，也得到了廣泛關(guān)注。DMT的調(diào)制/解調(diào)與OFDM的調(diào)制/解調(diào)過(guò)程相似，主要差別是在IFFT輸入時(shí)DMT的符號(hào)為Hermitian 對(duì)稱 (IFFT的后一半作為前一半的共軛)，因此，IFFT輸出生成實(shí)值時(shí)域信號(hào)。但是，多載波OFDM和DMT的每個(gè)子載波會(huì)受到來(lái)自其他子載波的干擾。因此，相比于其他的單載波調(diào)制格式信號(hào)，OFDM/DMT調(diào)制格式的缺點(diǎn)為峰均比(Peak-to-Average Ratio, PAPR)更高。此外，由于IFFT/FFT的操作，多載波OFDM/DMT符號(hào)的調(diào)制/解調(diào)計(jì)算復(fù)雜度較高，因而需要設(shè)計(jì)更好的節(jié)能架構(gòu)來(lái)減少IFFT/FFT 計(jì)算。

1.2 Nyquist SCM 調(diào)制格式

在DD系統(tǒng)中，相比于在OFDM中多個(gè)子載波，基于高階正交幅度調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)符號(hào)的Nyquist SCM可以通過(guò)數(shù)字同向/正交(In-phase and Quadrature, IQ)電調(diào)制將基帶QAM信號(hào)[21]調(diào)制到單個(gè)射頻(Radio Frequency，RF)子載波上。當(dāng)符號(hào)速率為fs時(shí)，符號(hào)上RF到頻率為fs(1/2fs)的RF子載波上，即該機(jī)制稱為單周期以及半周期單載波Nyquist SCM。半周期Nyquist SCM[22]收發(fā)機(jī)DSP模型描述如圖3所示，圖中，t為Nyquist SCM QAM 的符號(hào)樣值時(shí)間點(diǎn)。

圖3 Nyquist SCM調(diào)制格式

在Tx 的DSP中，數(shù)據(jù)流首先映射到QAM格式，之后上采樣后的基帶QAM符號(hào)進(jìn)行Nyquist脈沖成型。通過(guò)Nyquist 脈沖成型，減小了信號(hào)所需系統(tǒng)帶寬[23]。Nyquist濾波的I和Q成分經(jīng)上RF后相加生成一個(gè)DSB的Nyquist SCM信號(hào)。經(jīng)光纖鏈路傳輸后，在Rx端，ADC后，為了恢復(fù)I和Q的成分，QAM信號(hào)需要經(jīng)過(guò)與Tx端成型濾波脈沖響應(yīng)相反的匹配濾波器。最后，在分別進(jìn)行信道均衡、解映射以及判決之后，恢復(fù)Nyquist SCM信號(hào)。

相比于OFDM格式，由于Nyquist SCM格式采用單個(gè)RF子載波，因此，PAPR較低。此外，相比于OFDM格式，Nyquist SCM格式的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是有更高的非線性畸變?nèi)菹藓透玫墓庑旁氡?Optical Signal to Noise Rato,OSNR)性能。因此，在可支持的傳輸距離方面，Nyquist SCM格式高于OFDM/DMT。 Erkilinc等人給出了一個(gè)更具體的Nyquist脈沖成型的完整描述[24]。

1.3 CAP 的調(diào)制格式

單載波CAP調(diào)制最初是應(yīng)用在數(shù)字用戶鏈路(Digital Subscriber Link, DSL)系統(tǒng)中的一種高SE格式[25]。近年來(lái)，CAP格式已經(jīng)廣泛地用于短距離DD光鏈路。在高波特速率下，收發(fā)機(jī)中CAP格式生成不僅可以以數(shù)字的形式,而且可以采用低開(kāi)銷的模擬濾波器。CAP調(diào)制和解調(diào)的DSP過(guò)程如圖4所示。

圖4 先進(jìn)的CAP調(diào)制格式

具體地，在Tx端，二進(jìn)制序列映射到PAM-M(M為等級(jí)) 或QAM-M符號(hào)，之后分別對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行上采樣。該映射的兩個(gè)并行組成的符號(hào)通過(guò)一個(gè)有滾降因子的升余弦(Raised Cosine, RC)或根升余弦(Rooted Raised Cosine, RRC)脈沖成型濾波器，之后I和Q兩路信號(hào)進(jìn)行疊加，形成時(shí)域信號(hào)通過(guò)DAC后經(jīng)光纖傳輸。在Rx端，經(jīng)ADC后的數(shù)據(jù)流可以通過(guò)脈沖響應(yīng)為成型濾波器的逆匹配濾波器進(jìn)行分離。最后，根據(jù)當(dāng)前的信道估計(jì)以及數(shù)字均衡來(lái)均衡物理層損傷，均衡器輸出后的信號(hào)進(jìn)行下采樣及解調(diào)，目前，已有很多研究工作提出了多維度、多等級(jí)以及多帶CAP[26-29]方法。但隨著多帶CAP子邊帶數(shù)目的增加，系統(tǒng)的計(jì)算復(fù)雜度以及PAPR將會(huì)增加。在CAP-DD系統(tǒng)中，RRC的滾降系數(shù)對(duì)信號(hào)所占帶寬、SE、PAPR以及濾波器抽頭數(shù)有重要影響。例如，當(dāng)總信號(hào)帶寬等于波特速率，大滾降系數(shù)導(dǎo)致低SE。相比于生成QAM 調(diào)制需要復(fù)雜的混頻器以及RF源的器件，CAP調(diào)制格式可以實(shí)現(xiàn)與QAM 相同的SE，而且節(jié)省了開(kāi)銷成本。相比于OFDM/DMT格式，CAP格式有較低的PAPR。Wei 等人在DCI中對(duì)多邊帶CAP和DMT格式進(jìn)行了性能比較，且指出多帶CAP以及DMT的復(fù)雜度分別主要集中在CAP子邊帶的匹配有限響應(yīng)(Finite-Impulse-Response，F(xiàn)IR) 濾波器數(shù)目以及DMT的IFFT/FFT[29]。此外，實(shí)際選擇調(diào)制格式需權(quán)衡系統(tǒng)的復(fù)雜度和性能。但在DD系統(tǒng)中，CAP Rx對(duì)于低頻信號(hào)的抖動(dòng)容限相對(duì)較低，會(huì)丟失兩個(gè)載波之間的正交性，因此，將會(huì)引起載波之間的交叉干擾，整個(gè)CAP DD系統(tǒng)中采用數(shù)字均衡技術(shù)十分必要。

1.4 PAM-M格式

IEEE 802.3bs標(biāo)準(zhǔn)任務(wù)組針對(duì)400 Gbit/s場(chǎng)景已經(jīng)提出4 波長(zhǎng)100 Gbit/s WDM技術(shù)，且建議將PAM4作為主流調(diào)制格式。相比于幅度鍵控(Amplitude Shift Keying, ASK)格式，PAM4格式由于其高SE以及低開(kāi)銷的特點(diǎn)。傳輸帶寬減小了一半，因此，其SE將加倍。多等級(jí)PAM-M格式調(diào)制和解調(diào)的DSP過(guò)程如圖5所示。

圖5 多等線PAM-M格式調(diào)制和解調(diào)的DSP過(guò)程圖

首先，在一個(gè)符號(hào)周期中，PAM-M將多個(gè)二進(jìn)制的比特流轉(zhuǎn)換為調(diào)制器的離散幅度。該編碼的PAM符號(hào)可用濾波器進(jìn)行成型，最后生成PAM符號(hào)進(jìn)入到DAC模塊以生成模擬的光輸出脈沖。 經(jīng)SSMF傳輸，在Rx端，先經(jīng)ADC經(jīng)過(guò)下采樣和信道均衡后進(jìn)行幅度的判決，最后，進(jìn)行BER計(jì)算。但是， PAM-M格式對(duì)如光調(diào)制器或PD等器件帶寬具有嚴(yán)格的需求。此外，在有系統(tǒng)畸變時(shí)，由于PAM-M系統(tǒng)僅1個(gè)自由度，系統(tǒng)性能將會(huì)受到顯著影響。Yekani等人對(duì)PAM與DMT的DD系統(tǒng)進(jìn)行了比較[30]，討論了激光器線寬以及光纖長(zhǎng)度的影響，得出DMT調(diào)制格式比PAM4調(diào)制格式有更大的CD容限，且DMT調(diào)制格式更適合C波段，同時(shí)，PAM4調(diào)制格式更適合于O波段。

上述每個(gè)調(diào)制格式都有其優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。很多文獻(xiàn)已經(jīng)對(duì)上述不同的調(diào)制格式進(jìn)行了比較。此外，針對(duì)下一代無(wú)源光網(wǎng)絡(luò)(Next Generation Passive Optical Network，NG-PON)的時(shí)分復(fù)用(Time Division Multiplexing, TDM)-PON場(chǎng)景，基于電雙二進(jìn)制以及光雙二進(jìn)制也是兩種常見(jiàn)的調(diào)制格式[31]。另一方面，近年來(lái)，基于低CD的O波段(1 310 nm附近窗口)DD系統(tǒng)，由于比C波段的光纖損耗更大，限制了光纖的傳輸距離，因此，針對(duì)數(shù)據(jù)中心內(nèi)部場(chǎng)景的應(yīng)用更加廣泛。但是，O波段受商用信道的約束，C波段(1 510 nm附近窗口)的DD系統(tǒng)適合于較長(zhǎng)距離的光通信傳輸場(chǎng)景，但SSMF中的CD損傷會(huì)限制系統(tǒng)性能，須采用相應(yīng)的均衡技術(shù)進(jìn)行相應(yīng)的損傷補(bǔ)償。

2 先進(jìn)的調(diào)制方法及物理層損傷因素分析

在Tx中，可以通過(guò)不同的光調(diào)制器來(lái)實(shí)現(xiàn)不同的調(diào)制方法，對(duì)于DSB的生成，一般采用強(qiáng)度調(diào)制DD(Intensity Modulation, IMDD)系統(tǒng)，具體為，通過(guò)低開(kāi)銷的垂直腔面激光器(Vertical Cavity Surface Laser, VCSEL)、直接調(diào)制激光器(Directly Modulated Laser, DML)以及商用外調(diào)制器(Externally Modulated Lasers, EML)來(lái)調(diào)制信號(hào)的強(qiáng)度。調(diào)制器的輸入信號(hào)應(yīng)該是實(shí)值，輸出與電基帶信號(hào)成比例，如圖6所示。

圖6 DD系統(tǒng)調(diào)制器類型

基于VCSEL和DML的直接調(diào)制由于有低開(kāi)銷以及高性能兩個(gè)特點(diǎn)，是光鏈路中最簡(jiǎn)單的調(diào)制方法。具體地，VCSEL作為一個(gè)有前景的候選低開(kāi)銷器件，一般聯(lián)合多模光纖(Multimode Fiber, MMF)工作在850 nm的短波長(zhǎng)窗口。但是，采用VCSEL的光傳輸系統(tǒng)的缺點(diǎn)是其存在MMF的模式CD，會(huì)受最大幾百米的傳輸距離限制(一般<100 m)[32]。而DML適合O波段以及C波段的傳輸場(chǎng)景。但DML的調(diào)制帶寬、發(fā)射功率以及可靠性能會(huì)隨著溫度的升高而降低，且在信號(hào)傳輸中，DML 容易產(chǎn)生強(qiáng)啁啾且與CD 共同作用，從而畸變信號(hào)，因此，如果考慮一個(gè)更高數(shù)據(jù)速率以及更長(zhǎng)的光纖傳輸距離，廣泛采用在1 510 nm的波長(zhǎng)窗口上耦合激光器和比DML 有更好的消光比的EML[33]。EML主要包括電吸收調(diào)制器(Electric Absorption Modulator, EAM)和MZM。EAM與DML 相似，系統(tǒng)性能也受限于調(diào)制器的啁啾。為避免啁啾的影響，可以采用無(wú)啁啾的MZM[34]，但采用MZM的缺點(diǎn)是驅(qū)動(dòng)的非線性響應(yīng)問(wèn)題。因此，基于先進(jìn)的電/光(Electrical/Optical,E/O)轉(zhuǎn)換器件，如先進(jìn)的硅光調(diào)制器也是當(dāng)前的一個(gè)研究熱點(diǎn)。

另一方面，SSB調(diào)制方法不僅抑制了CD引起的功率衰落效應(yīng)，且與DSB調(diào)制方法相比，增加了SE。目前在Tx端，有多種方法可以生成SSB。首先，SSB信號(hào)生成可以先通過(guò)強(qiáng)度調(diào)制生成DSB 信號(hào)，之后采用光濾波器來(lái)移除其中的一個(gè)邊帶以抑制光載波的功率，從而生成光SSB。但該方法需要光濾波器波長(zhǎng)的精確控制[35]。從商用的角度來(lái)看，該方法是不實(shí)際的。此外，基于相位差為π/2的數(shù)字基帶信號(hào)的希爾伯特對(duì)(Hilbert pair, HT)，驅(qū)動(dòng)雙驅(qū)MZM(Double Drive MZM, DDMZM)/光IQ調(diào)制器的上臂和下臂，并通過(guò)調(diào)整設(shè)置DDMZM 和IQ 的直流偏置控制點(diǎn)來(lái)驅(qū)動(dòng)光場(chǎng)調(diào)制是生成光SSB信號(hào)的另一種方法。光IQ調(diào)制器包括一個(gè)連續(xù)波激光器和兩個(gè)DDMZM。相比于光IQ調(diào)制器，DDMZM開(kāi)銷相對(duì)較低，偏置控制相對(duì)簡(jiǎn)單。近年來(lái)，為了進(jìn)一步提升SSB的電SE，更高維度的SSB機(jī)制如Twin-SSB機(jī)制[36-37]可以用于提升傳輸性能。此外，目前存在兩種廣泛研究的DD SSB方案且每種方案都配合先進(jìn)的DSP技術(shù)[38]。第一種方案為一對(duì)復(fù)基帶信號(hào)驅(qū)動(dòng)IQ調(diào)制器，同時(shí)在Tx或Rx添加光頻作為本振，該方案需要一個(gè)額外的激光器產(chǎn)生光頻，顯著增加了整個(gè)系統(tǒng)的開(kāi)銷；另一種方案為在數(shù)字域生成一個(gè)數(shù)字RF虛擬載波并與發(fā)送的信號(hào)耦合在一起，經(jīng)過(guò)兩個(gè)DAC以及一個(gè)偏置在空點(diǎn)的IQ調(diào)制器抑制光載波，該方案是一種相對(duì)簡(jiǎn)單有效的方式，但需要的DSP算法相對(duì)較復(fù)雜。

盡管上述工作已經(jīng)研究了不同的調(diào)制格式和調(diào)制方法，但在實(shí)際系統(tǒng)中，為滿足系統(tǒng)需求，需考慮如何減輕系統(tǒng)的性能受E/O調(diào)制以及不同的物理層損傷畸變的影響。

在C波段的DSB以及SSB DD系統(tǒng)中，共同存在的物理層損傷因素主要包括線性CD損傷、調(diào)制器非線性以及Rx的熱和散粒噪聲[39]，此外，DD系統(tǒng)不可避免的畸變是來(lái)自于PD的平方率檢測(cè)導(dǎo)致的非線性拍頻的畸變，對(duì)于在多載波的DMT/OFDM系統(tǒng)中，該干擾被稱為子載波與子載波之間的干擾(Subcarriers and Subcarriers Interference, SSII)[40]。對(duì)于單載波系統(tǒng)，稱為符號(hào)與符號(hào)間拍頻(Symbols and Symbols Beat Interference, SSBI)或非線性符號(hào)間干擾(Intersymbol Interference, ISI)[41]。上述這些物理層的損傷均會(huì)使系統(tǒng)性能下降。

DSB和SSB中物理層畸變因素的描述如圖7 所示。

圖7 DD系統(tǒng)的損傷因素

除此之外，針對(duì)C波段的DSB系統(tǒng)，基帶信號(hào)線性映射到光場(chǎng)，主要限制因素是CD引起的功率衰落。另外的非線性畸變是DML 或者EAM 的啁啾參數(shù)。DML中同時(shí)存在的隔熱啁啾和瞬態(tài)啁啾特性聯(lián)合作用對(duì)CD引起的功率衰落有較為復(fù)雜的影響。此外，當(dāng)傳輸距離增加，一個(gè)重要的非線性效應(yīng)是自相位調(diào)制(Self-Phase Modulation, SPM)[42]。但如果SPM與CD共同作用，SPM畸變引起的負(fù)啁啾可抑制功率衰落效應(yīng)。為了在光域補(bǔ)償CD，可以采用色散補(bǔ)償光纖(Dispersion Compensated Fiber, DCF)進(jìn)行不同傳輸距離下的CD補(bǔ)償。但DCF的實(shí)際部署開(kāi)銷較大，網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)的靈活性減弱。相比于DCF，SSB調(diào)制更適合于CD補(bǔ)償。因此，與DSB相比，SSB調(diào)制支持相對(duì)較長(zhǎng)的SSMF傳輸距離。在采用光IQ調(diào)制器生成SSB時(shí)，由IQ調(diào)制器硬件不理想，產(chǎn)生的IQ不平衡是SSB-DD系統(tǒng)中要考慮的另外一種畸變因素，該畸變會(huì)嚴(yán)重限制系統(tǒng)的性能。此外，具體的調(diào)制格式中存在特定的損傷特點(diǎn)，如針對(duì)OFDM/DMT格式的高PAPR損傷，目前已經(jīng)提出許多減小PAPR的方法，例如，采用低復(fù)雜度的截?cái)喾椒ㄒ约半x散傅里葉變換擴(kuò)展(Discrete Fourier Transform Spread, DFT-S)的OFDM[43]，可以減小PAPR至一個(gè)可接受的等級(jí)。因此，考慮到上述損傷，在收發(fā)機(jī)中需要采用不同的先進(jìn)均衡機(jī)制來(lái)減小傳輸損傷并提升信號(hào)的傳輸質(zhì)量，從而實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的系統(tǒng)性能。

3 DD系統(tǒng)均衡技術(shù)綜述

本部分將對(duì)DD系統(tǒng)的均衡技術(shù)進(jìn)行綜述和分類，DD系統(tǒng)常見(jiàn)均衡方法如圖8所示。

圖8 DD系統(tǒng)常見(jiàn)均衡方法

均衡技術(shù)可分為光域均衡和數(shù)字電域均衡。對(duì)于特定的ISI，相比電均衡器，光域均衡技術(shù)有較低的噪聲，因此，在高速光通信系統(tǒng)中一般采用光均衡。已經(jīng)有很多研究采用商用的FBG作為殘余單邊帶(Vestigial Single SideBand, VSB)的光濾波器來(lái)抑制CD引起的功率衰落[44-46]，從而擴(kuò)展在DSB中的3 dB系統(tǒng)帶寬。但是系統(tǒng)性能的優(yōu)化需要精確調(diào)整VSB光濾波器的波長(zhǎng)和帶寬。此外，DSB 的頻率選擇性功率衰落效應(yīng)，通過(guò)自適應(yīng)的比特加載、功率加載以及比特和功率加載算法可以顯著增加傳輸系統(tǒng)的靈活性。對(duì)于一個(gè)給定的加載算法，比特加載是根據(jù)信道情況進(jìn)行子頻率范圍上調(diào)制格式的最優(yōu)選擇，因此，比特加載可以提高自適應(yīng)數(shù)據(jù)速率。功率加載是在所有的子頻率上固定使用一個(gè)調(diào)制格式，根據(jù)系統(tǒng)的頻率響應(yīng)單獨(dú)進(jìn)行子載波功率優(yōu)化。而比特和功率加載則是聯(lián)合比特加載以及可變的功率，即對(duì)于所有的子頻率信號(hào)調(diào)制格式以及功率進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。

而對(duì)基于數(shù)字域的電域均衡方法，相比于光域均衡，其具有靈活且開(kāi)銷有效的特點(diǎn)，根據(jù)被抑制的損傷類型，電域均衡器分為線性均衡和非線性均衡。線性均衡如典型DD-LMS[47]、盲級(jí)聯(lián)的多模算法[48]、FFE、DFE[49]以及OFDE[50-51]，可以抑制E/O電設(shè)備的帶寬限制以及CD線性損傷。但FFE進(jìn)行符號(hào)間干擾消除的同時(shí)增加了帶內(nèi)噪聲，而DFE的主要缺點(diǎn)是存在錯(cuò)誤傳播的不穩(wěn)定性。因此，一般采用FFE和DFE聯(lián)合均衡的方法。應(yīng)注意的是，線性均衡器本質(zhì)都可以看作是有限脈沖響應(yīng)(Finite Impulse Response, FIR)均衡器。相比于線性均衡，非線性均衡技術(shù)則可以進(jìn)一步均衡系統(tǒng)的非線性損傷，有更好的系統(tǒng)性能。

根據(jù)均衡器的位置，非線性均衡器可以分為Tx端的前向/預(yù)均衡[52]和Rx端的后向均衡[53]。為均衡非線性畸變，在Tx端，常見(jiàn)的預(yù)均衡器包括THP[54]、LUT[55]、基于迭代的符號(hào)預(yù)畸變[56]以及非線性前向Volterra[57]均衡器。為了避免Rx中DFE的錯(cuò)誤傳播，THP引入了一個(gè)模操作來(lái)模擬DFE中判決操作。THP預(yù)編碼序列的輸出在一特定范圍內(nèi)有一均勻的分布[58]。此外，在目前超Nyquist(Faster than Nyquist, FTN)系統(tǒng)中，由于比特速率與帶寬之間的關(guān)系不再是傳統(tǒng)的Nyquist 準(zhǔn)則，采用THP 機(jī)制可以補(bǔ)償FTN系統(tǒng)中存在的嚴(yán)重符號(hào)干擾，且研究結(jié)果表明，THP機(jī)制比線性均衡器以及DFE的均衡性能更好。此外，針對(duì)IMDD頻率選擇信道，Hu等人已經(jīng)研究了THP機(jī)制可以擴(kuò)展傳輸距離以及提升對(duì)頻譜功率衰落的容忍性，從而增加可實(shí)現(xiàn)的數(shù)據(jù)速率[54]。LUT預(yù)畸變技術(shù)則廣泛用于包含不同模式的PAM-M系統(tǒng)。LUT機(jī)制首先基于訓(xùn)練序列，根據(jù)發(fā)送符號(hào)以及接收符號(hào)之間的差別生成LUT。之后，可以有效地進(jìn)行錯(cuò)誤的計(jì)算和糾正。為實(shí)現(xiàn)更精確的輸入輸出關(guān)系，當(dāng)前基于LUT 的預(yù)畸變?nèi)Q于DD系統(tǒng)靈活配置的記憶長(zhǎng)度[55]。而基于迭代的符號(hào)預(yù)畸變是補(bǔ)償DD系統(tǒng)線性和非線性畸變的另一重要方法。Ju等人提出通過(guò)迭代測(cè)量線性均衡后的非線性預(yù)畸變，設(shè)置合理的前饋控制因子，從而對(duì)損傷進(jìn)行前饋控制[56]。此外，為均衡高數(shù)據(jù)速率DD系統(tǒng)中的非線性畸變，與線性FIR 濾波器不同，已有研究表明，基于頻域以及時(shí)域的Volterra 級(jí)數(shù)的均衡器可以同時(shí)補(bǔ)償線性和非線性畸變。根據(jù)Volterra的逆理論，前向Volterra均衡器與后向Volterra均衡器應(yīng)是相同的。為了獲得預(yù)均衡器的函數(shù)，需要已知或者估計(jì)出DD系統(tǒng)中前向Volterra均衡器的抽頭系數(shù)。此外，在均衡DD光通信系統(tǒng)Tx非線性畸變方面，基于反饋架構(gòu)的直接學(xué)習(xí)和間接學(xué)習(xí)的前向Volterra均衡器已被廣泛采用并進(jìn)行了驗(yàn)證[59]，具體針對(duì)中短距的PON通信系統(tǒng)，預(yù)均衡器由于可以被大量的光網(wǎng)絡(luò)單元(Optical Network Unit, ONU)進(jìn)行共享，因此，預(yù)畸變器非常適合于下行PON場(chǎng)景。

此外，在高速DD光傳輸系統(tǒng)中，目前報(bào)道的典型后向均衡器主要包括基于迭代的干擾消除均衡器[60]，SSB DD系統(tǒng)下的KK機(jī)制[61]，后向Volterra均衡器[62]，單段/雙段的均衡器[63]以及基于各種神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)和支持向量機(jī)的ML[64]方法。典型的基于迭代的SSII/SSBI均衡的基本思想是采用最初判決的信號(hào)重構(gòu)SSII/SSBI，重構(gòu)信號(hào)經(jīng)過(guò)整個(gè)信道的影響，經(jīng)幾次迭代后，不斷地從上一次信號(hào)中減去重構(gòu)的SSII/SSBI畸變，直到越來(lái)越精確地恢復(fù)出信號(hào)[65]。此外，非線性后向Volterra均衡器受到了持續(xù)關(guān)注。Ju等人在DD OFDM系統(tǒng)中為有效地去除SSII/SSBI，統(tǒng)一化了迭代的SSII均衡機(jī)制，前/后向Volterra 均衡以及符號(hào)預(yù)畸變機(jī)制[56]。

在SSB的DD系統(tǒng)中，許多工作報(bào)道了保證全復(fù)場(chǎng)重構(gòu)的KK[66]機(jī)制來(lái)抑制SSII/SSBI。KK機(jī)制的典型特點(diǎn)是需要滿足系統(tǒng)最小相位條件從而從光強(qiáng)度中獲得信號(hào)的相位。在功率探測(cè)后，KK機(jī)制的主要過(guò)程包括對(duì)數(shù)操作、希爾伯特轉(zhuǎn)換以及指數(shù)變換。相比于其他SSII/SSBI均衡技術(shù)，為實(shí)現(xiàn)信號(hào)的重構(gòu)，KK Rx有相對(duì)低的載波信號(hào)功率比。Li等人基于Nyquist SCM格式，驗(yàn)證了在Rx端基于數(shù)字配置的KK補(bǔ)償機(jī)制來(lái)估計(jì)并均衡SSBI[67-68]。需注意的是，SSB-KK系統(tǒng)需盡可能地減小所需的數(shù)字上采樣因子同時(shí)保證系統(tǒng)性能。此外，相比于相干檢測(cè)，KK Rx本質(zhì)是非線性的，KK Rx對(duì)CD敏感，如果不能完全地對(duì)CD進(jìn)行數(shù)字補(bǔ)償，KK Rx需要一個(gè)比背靠背 (Back-to-Back，BTB) 情況下更高的最優(yōu)CSPR來(lái)抑制CD。

此外，基于ML的非線性均衡是光通信系統(tǒng)中最近的一個(gè)熱點(diǎn)方法，如Rx中可以采用基于人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)(Artificial Neural Network, ANN)與深度學(xué)習(xí)的[69]聯(lián)合優(yōu)化DSP的功能。Yi 等人在100 Gbit/s IM/DD PON中，對(duì)FFE、Volterra均衡以及ANN 均衡進(jìn)行了統(tǒng)一及比較，且得出FFE和Volterra均衡器均可以看作是ML的特例[70]。目前，在中短距DD鏈路中，基于ANN的非線性均衡器不僅均衡了系統(tǒng)的克爾效應(yīng)以及SSII/SSBI的非線性畸變而且也有很好的誤碼率(Bit Error Ratio,BER)性能，可以得到任意輸入和輸出之間的關(guān)系。ANN的每個(gè)隱藏層在非線性激活函數(shù)的幫助下，非常適合解決非線性估計(jì)問(wèn)題。但是，在進(jìn)行有效均衡之前，ANN均衡器需要采用大量的訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行訓(xùn)練，當(dāng)鏈路的場(chǎng)景改變，例如對(duì)于新的鏈路場(chǎng)景，有不同的比特速率需求或者光纖長(zhǎng)度發(fā)生改變時(shí)，之前的ANN均衡器的性能將會(huì)減弱，ANN均衡器將需要重新訓(xùn)練，這是未來(lái)需要解決的問(wèn)題。

對(duì)中短距DD 光通信系統(tǒng)，之前的工作已經(jīng)給出了現(xiàn)存的調(diào)制以及均衡機(jī)制的一些綜述。表1所示為不同的數(shù)字調(diào)制格式、電光調(diào)制方法、均衡機(jī)制相關(guān)的研究及其主要貢獻(xiàn)方面完整的綜述。

表1 調(diào)制與均衡技術(shù)的相關(guān)綜述

(續(xù)表)

綜上所述，本文為了實(shí)現(xiàn)更高的系統(tǒng)數(shù)據(jù)速率，關(guān)注了在Tx端采用的先進(jìn)的調(diào)制格式以及相應(yīng)的調(diào)制方法，對(duì)于均衡系統(tǒng)主要的線性和非線性畸變，關(guān)注了不同的均衡算法來(lái)減小整個(gè)DD 系統(tǒng)的畸變影響。未來(lái)還有很多方面的研究值得關(guān)注。

4 未來(lái)DD中短距關(guān)鍵技術(shù)

目前，基于先進(jìn)調(diào)制有效抑制線性和非線性的畸變均衡技術(shù)，未來(lái)基于DD的中短距光通信系統(tǒng)可能需要關(guān)注的研究點(diǎn)分析如下：

(1) 先進(jìn)的器件及帶寬擴(kuò)展機(jī)制

近年來(lái)，先進(jìn)的集成了硅光的光電器件由于低器件規(guī)模以及低功率的特征，在光通信系統(tǒng)中具有很大潛力。具體有最近報(bào)道的DCI中高速硅光調(diào)制器、硅光環(huán)形輔助的MZM、微環(huán)調(diào)制器(Microring Modulators, MRMs)以及基于摻Ge的Si EAM[87]。此外，基于硅光的Rx設(shè)備，在提升DD光鏈路性能上也具有很大的潛力。Saber等人已經(jīng)綜述了最近基于硅光器件的光鏈路的進(jìn)展[88]。但是這些新型光電器件的可用帶寬是受限的。為了克服帶寬瓶頸，目前已有研究文獻(xiàn)通過(guò)采用時(shí)間交織的DAC(Time-Interleaved, TI-DAC)、頻率交織的DAC(Frequency-Interleaved, FI-DAC)以及包含混頻器、濾波器和一個(gè)合束器的模擬復(fù)用(Analog Multiplexer, AMUX)DAC[89]，有效地?cái)U(kuò)展了系統(tǒng)帶寬。但是，上述方法面臨系統(tǒng)多種畸變帶來(lái)的挑戰(zhàn)，仍然需要配合先進(jìn)的DSP來(lái)解決。

(2) 概率成型和糾錯(cuò)編碼機(jī)制

對(duì)于一個(gè)給定的信道，為了最大化可達(dá)信息速率，近年來(lái)，作為一個(gè)典型的靈活調(diào)制格式優(yōu)化技術(shù)，在不增加傳輸功率的情況下，概率幅度/星座成型[90]具有高SE、高傳輸容量以及低復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)成為一個(gè)研究熱點(diǎn)并受到了持續(xù)關(guān)注。針對(duì)中短距離的應(yīng)用場(chǎng)景，概率成型[90]通過(guò)優(yōu)化星座中不同符號(hào)之間的概率，可以減小傳輸速率與香農(nóng)限制之間的差異，從而增加了網(wǎng)絡(luò)的比特速率以及傳輸性能。此外，部署先進(jìn)的前向糾錯(cuò)(Forward error correction, FEC)編碼，如設(shè)計(jì)有效的低密度奇偶校驗(yàn)(Low Density Parity Check, LDPC)碼、羅門(Reed-Solomon, RS)[91]擴(kuò)展碼以及提供有更高編碼增益軟判決的FEC譯碼器是當(dāng)前典型信號(hào)處理技術(shù)。在實(shí)際實(shí)施中，概率成型可以與FEC 進(jìn)行聯(lián)合設(shè)計(jì)。在FEC 編碼器之前首先應(yīng)用用于概率成型的分布匹配器，F(xiàn)EC譯碼之后用于解分布匹配。因此，根據(jù)用戶的業(yè)務(wù)需求，僅通過(guò)上述通信系統(tǒng)中概率成型聯(lián)合FEC實(shí)施關(guān)鍵技術(shù)，動(dòng)態(tài)地調(diào)整編碼調(diào)制機(jī)制，可以有效提升系統(tǒng)容量，在增加網(wǎng)絡(luò)利用率的同時(shí)提供更有效的端到端服務(wù)。

(3) 聯(lián)合均衡機(jī)制

盡管線性以及非線性均衡技術(shù)可以抑制DD系統(tǒng)中物理層損傷，系統(tǒng)中仍然存在殘余損傷。因此，采用聯(lián)合均衡可以進(jìn)一步提升系統(tǒng)性能。例如，可采用一個(gè)前向均衡器有效地補(bǔ)償CD，采用一個(gè)后向?yàn)V波器補(bǔ)償非線性損傷。再通過(guò)最大似然序列(Maximum Likelihood Sequence Estimation, MLSE) 算法[92]一步均衡邊帶內(nèi)噪聲引起的ISI。此外，應(yīng)同時(shí)注重簡(jiǎn)化的聯(lián)合均衡方法，來(lái)實(shí)現(xiàn)較小的開(kāi)銷。未來(lái)網(wǎng)絡(luò)更高速率的需求使得被抑制的損傷日益嚴(yán)重，光收發(fā)機(jī)架構(gòu)的DSP更加復(fù)雜，增加了開(kāi)銷和能源消耗[92]。例如，針對(duì)MLSE和3階以上的Volterra均衡器，隨著記憶長(zhǎng)度的增加，均衡器抽頭數(shù)目呈指數(shù)形式增長(zhǎng)[93]。因此，在不影響整個(gè)性能分析的基礎(chǔ)上應(yīng)設(shè)計(jì)低復(fù)雜度均衡器[93]。綜上，為了優(yōu)化整體系統(tǒng)性能并簡(jiǎn)化系統(tǒng)開(kāi)銷，需要采用聯(lián)合多種均衡方法并實(shí)施低復(fù)雜度的均衡技術(shù)來(lái)簡(jiǎn)化DSP架構(gòu)。

(4) 上行PON均衡機(jī)制

針對(duì)中短距的PON傳輸場(chǎng)景，目前主要是對(duì)于下行均衡方法進(jìn)行研究，很少關(guān)注上行均衡。在基于上行方向的IMDD NG-PON 中，由于ONU和光鏈路終端(Optical Line Termination, OLT)之間的傳輸距離不同，OLT的Rx中存在ONU之間的幅度和相位差別[94]，因此，存在同步問(wèn)題以及突發(fā)特性，在上述條件下，如何均衡不同的系統(tǒng)損傷是上行NG-PON系統(tǒng)中面臨的一個(gè)挑戰(zhàn)問(wèn)題。此外，在基于上行接入的NG-PON中，OLT 端還會(huì)存在取決于ONU 激光器的線寬和波長(zhǎng)的光拍頻噪聲(Optical Beat Interference, OBI)[95]。因此，需要設(shè)計(jì)抑制OBI 噪聲的方案和均衡方法。

(5) 實(shí)時(shí)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

DD系統(tǒng)由于簡(jiǎn)單和容易實(shí)施，適用于中短距的光傳輸系統(tǒng)。但隨著更大的傳輸速率/容量需求，中短距傳輸系統(tǒng)有更高的靈活性需求。對(duì)于靈活收發(fā)機(jī)的實(shí)施，隨著收發(fā)機(jī)中嵌入的可編程門陣列(Field-Programmable Gate Array, FPGA)以及特定應(yīng)用的集成電路(Application Specific Integrated Circuit, ASIC)技術(shù)的發(fā)展，可以采用在線實(shí)驗(yàn)的方法測(cè)試上述調(diào)制格式以及均衡機(jī)制的可行性，直接在片上實(shí)現(xiàn)DSP 技術(shù)的電路測(cè)試具有很多實(shí)時(shí)性優(yōu)點(diǎn)[96]。實(shí)時(shí)通信的DSP 設(shè)計(jì)和驗(yàn)證也會(huì)面臨所需設(shè)備的開(kāi)銷問(wèn)題，實(shí)際上，在實(shí)時(shí)的網(wǎng)絡(luò)傳輸速率和可實(shí)現(xiàn)傳輸距離之間也應(yīng)權(quán)衡復(fù)雜度與系統(tǒng)性能。

5 結(jié)束語(yǔ)

隨著如云計(jì)算以及大數(shù)據(jù)等應(yīng)用對(duì)帶寬的大量需求和消耗，本地和城域網(wǎng)絡(luò)日益增加的容量面臨著嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)，在未來(lái)可重配置的中短距光通信系統(tǒng)中為增加傳輸速率/容量，本文簡(jiǎn)要綜述了廣泛采用的基于OFDM/DMT、Nyquist SCM、CAP以及PAM 4種先進(jìn)的調(diào)制技術(shù)。此外，對(duì)基于DSB和SSB調(diào)制方法下的損傷進(jìn)行了分析討論并對(duì)相應(yīng)損傷實(shí)施的均衡機(jī)制進(jìn)行了分類。最后，對(duì)未來(lái)DD系統(tǒng)中幾個(gè)重要的研究方向進(jìn)行了展望。