崔文濤， 李 杰， 張德彪， 趙計(jì)賀， 薛 棟

(中北大學(xué) 電子測試技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 山西 太原 030051)

0 引 言

隨著我國新型武器研制周期的縮短， 對各種武器性能指標(biāo)測試的要求也越來越高. 為了更好地分析武器性能的參數(shù)， 就必須進(jìn)行動(dòng)態(tài)測試[1]. 這些性能參數(shù)可以為各種火炮、 導(dǎo)彈等武器的性能分析、 故障排除、 新思路驗(yàn)證等提供真實(shí)詳盡全面可靠的依據(jù).

彈載數(shù)據(jù)記錄儀是用于彈體中對發(fā)射前后、 飛行過程以及落地侵徹整個(gè)過程中彈上的一些必要信號進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)理、 采集、 處理和記錄的設(shè)備[2]. 在射擊結(jié)束后回收數(shù)據(jù)記錄儀讀取其存儲的數(shù)據(jù)， 就可以分析整個(gè)過程的具體情況. 眾所周知， 炮彈的發(fā)射過程是一種短時(shí)、 高能、 強(qiáng)沖擊的復(fù)雜過程， 其間彈體內(nèi)各種零部件的彈性形變和剛體的運(yùn)動(dòng)結(jié)合在一起， 存在著復(fù)雜的接觸碰撞關(guān)系， 整個(gè)過程呈現(xiàn)出強(qiáng)烈的非線性特性[3]， 發(fā)射時(shí)會(huì)在瞬間形成較大的沖擊載荷， 使系統(tǒng)產(chǎn)生復(fù)雜的動(dòng)態(tài)響應(yīng). 同時(shí)， 由于炮彈與炮管間存在著間隙， 彈體在膛內(nèi)做高速運(yùn)動(dòng)時(shí)會(huì)不斷與炮管內(nèi)壁發(fā)生劇烈的碰撞， 引起炮管的彈性振動(dòng)與彈體運(yùn)動(dòng)的耦合[4]， 從而產(chǎn)生不同程度、 不同密度的隨機(jī)噪聲和白噪聲， 還有AD量化信號后會(huì)產(chǎn)生量化噪聲， 采樣時(shí)鐘抖動(dòng)時(shí)會(huì)產(chǎn)生相位噪聲等[5]， 這些因素都會(huì)影響數(shù)據(jù)采集的精度.

彈載數(shù)據(jù)記錄儀的設(shè)計(jì)必須考慮惡劣復(fù)雜的極端環(huán)境， 不僅要能夠有效記錄， 保證準(zhǔn)確測量， 體積還要盡可能小. 現(xiàn)有的彈載數(shù)據(jù)記錄儀多為專用， 缺乏普適性， 且主要應(yīng)用模擬濾波， 而對數(shù)字濾波的應(yīng)用較少. 針對這些彈載試驗(yàn)的需求和傳統(tǒng)信號采樣系統(tǒng)的不足， 本文設(shè)計(jì)了一種能夠采集ICP傳感器、 電荷、 電壓信號的彈載數(shù)據(jù)記錄儀. 系統(tǒng)選用FPGA為控制芯片， 控制16 位的AD7616， 實(shí)現(xiàn)16個(gè)通道的同步采樣， 應(yīng)用了數(shù)字濾波器， 并利用基于并行與流水線的數(shù)據(jù)處理思想對數(shù)據(jù)進(jìn)行操作， 以提高數(shù)據(jù)處理速度， 最終將數(shù)據(jù)存儲在FLASH中. 本文在保證低噪聲、 高精度的基礎(chǔ)上， 選擇電子元件最少、 封裝尺寸最小的電路， 同時(shí)選用抗高過載的電子器件， 使用高強(qiáng)度的封灌技術(shù)， 以保證電路在高過載的情況下不會(huì)失效. 最后通過實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證該系統(tǒng)在高過載工作環(huán)境中準(zhǔn)確獲取傳感器信號的可行性.

1 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)

彈載多類型信號高精度數(shù)據(jù)采記錄儀采用模塊化的設(shè)計(jì)思路， 系統(tǒng)由電源、 信號調(diào)理、 A/D轉(zhuǎn)換、 數(shù)字接口、 FLASH編幀存儲等組成[6]， 其整體結(jié)構(gòu)原理如圖1所示.

圖1 彈載數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)原理圖

采集系統(tǒng)由鋰電池供電， 采有降壓與穩(wěn)壓電路得到低噪聲的電源. 系統(tǒng)經(jīng)過脈沖觸發(fā)上電后， 傳感器模擬信號經(jīng)過前端的調(diào)理電路， 在模擬濾波的基礎(chǔ)上， 將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號， 經(jīng)過FPGA內(nèi)部數(shù)字濾波器處理后進(jìn)行編幀， 并存儲至FLASH.

2 信號調(diào)理電路設(shè)計(jì)

硬件電路設(shè)計(jì)是實(shí)現(xiàn)高精度采集的基礎(chǔ)， 直接影響著系統(tǒng)的性能. 在對電路進(jìn)行高精度設(shè)計(jì)時(shí)， 分別從調(diào)理電路、 濾波電路兩方面進(jìn)行分析， 并盡量減少噪聲、 減少電路所用元器件等. 同時(shí)， 為防止數(shù)字信號與模擬信號之間形成串?dāng)_， 在PCB布局布線時(shí)將數(shù)字部分與模擬部分進(jìn)行區(qū)分， 并選擇磁珠將數(shù)字地與模擬地單點(diǎn)相連， 以達(dá)到一定的濾波效果.

2.1 ICP傳感器信號調(diào)理電路

ICP傳感器利用現(xiàn)代集成電路技術(shù)在其內(nèi)部集成了電荷放大器， 但本質(zhì)上還是壓電傳感器. 之所以采用該類型傳感器， 是因?yàn)槠渚雀摺?信噪比高、 抗干擾能力強(qiáng)， 可以利用同軸線纜在惡劣環(huán)境下以低阻抗電壓方式進(jìn)行傳輸， 幾乎不會(huì)損失信號質(zhì)量[7]， 對于彈載環(huán)境的應(yīng)用有著突出的優(yōu)勢. 但是， ICP傳感器的輸出信號是帶有一定直流分量的模擬信號， 不能直接被ADC采集， 需要經(jīng)過恒流為其供電， 再經(jīng)過信號調(diào)理電路轉(zhuǎn)換后進(jìn)行采樣.

如圖 2 所示， 恒流源轉(zhuǎn)換電路采用LM134H來實(shí)現(xiàn)， 包括一個(gè)升壓至28 V的電源， 一個(gè)調(diào)節(jié)電流的二極管， 通過合理配置電阻不僅可以有效抵消LM134H的溫漂， 還可以使LM134H輸出4mA電流為ICP傳感器供電[8-9]. LM134H輸出的電流可通過式(1)計(jì)算得出.

圖 2 ICP傳感器信號調(diào)理電路

(1)

式中：Iset為LM134H的輸出電流， A；Vr為R1兩端的電壓， 在 298 K時(shí)， 為64 mV；Vd為二極管壓降電壓， 通常選取0.6 V；Ibias為偏置電流， A.

LM134H的輸出電流為4 mA時(shí)，Iset=14Ibias. LM134H 的溫度系數(shù)為0.23 mV/℃， 二極管1N457的溫度系數(shù)為-2.5 mV/℃，R1與R2的關(guān)系由式(2)得出.

(2)

根據(jù)式(1)和式(2)可得出， LM134H的輸出電流為4 mA 時(shí)，R1的取值為 33.9 Ω，R2的取值為 308.6 Ω. 在標(biāo)準(zhǔn)電阻標(biāo)稱值中選擇R1=33.5 Ω，R2=335 Ω.

ICP傳感器需要18 V～30 V的直流電壓來驅(qū)動(dòng). 直流升壓電路由 MT3608來實(shí)現(xiàn)， 其驅(qū)動(dòng)電路如圖 3 所示. MT3608的內(nèi)部參考電壓為0.6 V(典型)， 輸出電壓由電阻分頻器R1和R2得到， 其公式為

(3)

圖 3 直流升壓電路

2.2 電荷信號調(diào)理

當(dāng)輸出電壓為28 V時(shí)， 選取R1=47 kΩ，R2=1 kΩ.

由于電荷型傳感器輸出的是電荷信號， 不能直接被ADC采集， 所以需要經(jīng)過電荷放大器進(jìn)行放大后才能被正常采樣， 轉(zhuǎn)換為數(shù)字量. 電荷放大器是一種深度電容負(fù)反饋的高增益放大器， 其輸出電壓正比于輸入電荷， 也可以認(rèn)為是一種阻抗變換器， 把一個(gè)高內(nèi)阻的電荷源轉(zhuǎn)換成一個(gè)低內(nèi)阻的電壓源[10]. 正是由于這種特性， 才可以實(shí)現(xiàn)電荷電壓的轉(zhuǎn)換.

電荷信號調(diào)理模塊如圖 4 所示， 圖中：Cf與Rf分別為反饋電容和反饋電阻， 反饋電容決定了中頻段的增益， 反饋電阻可以避免因運(yùn)放負(fù)輸入端持續(xù)的偏置電流在電容上累積充電而導(dǎo)致的電容電壓飽和；Rd為放大器的輸入阻抗、 傳輸導(dǎo)線絕緣電阻以及電路板絕緣電阻的并聯(lián)值；Cin為電路板導(dǎo)線分布電容、 電纜電容的和.Cs與ux(t)為傳感器的極間電容與傳感器的輸出電壓. 對圖中電路進(jìn)行復(fù)頻域分析. 對點(diǎn)①列節(jié)點(diǎn)電壓方程可得

(4)

圖 4 電荷信號調(diào)理模塊

根據(jù)運(yùn)放的性質(zhì)可得

Aod(u+-u-)=uo，

(5)

式中：Aod為運(yùn)算放大器的開環(huán)增益；u+,u-分別為運(yùn)算放大器正相輸入端與負(fù)相輸入端的電壓. 由于運(yùn)算放大器的輸入阻抗極大， 處于深度負(fù)反饋狀態(tài)， 故u+-u-≈0 V， 聯(lián)立式(4)和式(5)可得

(6)

3 噪聲處理

對于高精度采集， 當(dāng)選取的器件確定時(shí)， 精度取決于電源噪聲、 模擬輸入信號噪聲以及ADC自身的量化噪聲. 對于以上的 3種噪聲采用相應(yīng)的方法進(jìn)行設(shè)計(jì)， 最終達(dá)到高精度采集的要求.

3.1 低噪聲電源設(shè)計(jì)

電源在采集系統(tǒng)中具有重要的作用， 如果電源信號質(zhì)量比較差， 后續(xù)的電路與軟件設(shè)計(jì)將無法達(dá)到滿意的效果. 對于穩(wěn)壓電源來說， 其主要噪聲來自后端負(fù)載電流的快速變化和電流在阻抗不匹配時(shí)產(chǎn)生的反射. 針對上述兩種電源噪聲， 采用電容去耦的方式， 可以降低整個(gè)電源部分的阻抗， 同時(shí)可以提供一條低阻抗回路， 降低電源產(chǎn)生的反射所帶來的影響， 有效減小電源紋波噪聲的影響.

使用目標(biāo)阻抗法計(jì)算供電電源所需去耦電容的大小. AD7616的模擬與數(shù)字供電電壓均為 5 V， 電壓允許波動(dòng)的上限RIP為10%， 目標(biāo)阻抗與電容的公式為

(7)

式中：Z為電容的阻抗， Ω；f為電源調(diào)節(jié)瞬時(shí)電流的最大頻率， 取300 kHz；C為電容， F. ΔIM=65 mA時(shí)， 得到阻抗為7.692 3 Ω. 由此可以得出電容C的值. 由計(jì)算可得出， 模擬與數(shù)字電源均應(yīng)通過并聯(lián)的10 μF電容和100 nF電容去耦.

3.2 低通濾波器設(shè)計(jì)

由于彈載記錄儀在發(fā)射過程中所面臨的惡劣環(huán)境， ICP信號、 電荷信號以及電壓信號經(jīng)過調(diào)理后充滿了各類高頻噪聲， 因此需要對信號進(jìn)行低通濾波， 以濾除電路中的高頻噪聲來提高精度. 通常階數(shù)越高的有源濾波器， 其阻帶衰減得越快， 效果越好， 但會(huì)造成電子元器件數(shù)目的增加和PCB板的增大， 這就使得系統(tǒng)抗沖擊能力下降. 綜合考慮， 選擇SK型濾波器進(jìn)行濾波處理， 其截止頻率可以通過改變RC的大小來調(diào)節(jié)； 同時(shí)， 電容和電阻選取0603封裝， 以便提高系統(tǒng)的抗沖擊能力.

圖 5 為SK型低通濾波器電路圖. 由運(yùn)算放大器的 “虛短”性質(zhì)， 可得

(8)

圖 5 SK型低通濾波器電路

同時(shí)， 電路由基爾霍夫定律可得

(9)

由式(8)和式(9)計(jì)算可得濾波器的傳遞函數(shù)為

由此， 可得SK型濾波器的特征頻率與品質(zhì)因數(shù)為

最后根據(jù)特征頻率與品質(zhì)因數(shù)可以得到有源濾波器的截止頻率， 并由此得到所需的R1，R2，C1，C2的值.

3.3 數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)

在模擬信號的采集過程中， ADC自身帶來的噪聲也不容忽視， 例如量化噪聲和相位噪聲等. 所以在低通濾波器設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上， 還需要設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器， 最終達(dá)到高精度采集的目的.

3.3.1 理論分析

ADC進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)化時(shí)， 由于其位數(shù)是一定的， 離散化過程中的分辨率也是一定的， 如果要降低ADC的量化噪聲， 可采用過采樣技術(shù). 過采樣技術(shù)是ADC在對模擬信號進(jìn)行離散化采樣時(shí)， 以模擬信號自身頻率的兩倍以上的頻率進(jìn)行采樣. 當(dāng)采樣頻率遠(yuǎn)大于輸入信號的頻率時(shí)， 對模擬信號的量化就會(huì)更小， 實(shí)際信號與噪聲之間產(chǎn)生分離， 所以生成的頻譜就會(huì)更加分散[11]， 降低了噪聲功率在信號帶內(nèi)的成分， 降低了信號與噪聲混疊的幾率， 提高了總體的信噪比和數(shù)據(jù)采集的精度. 通過過采樣技術(shù)可以改善量化信噪比， 提高 A/D 轉(zhuǎn)換器的有效位數(shù)， 降低量化噪聲.

常見的數(shù)字濾波器主要有極值濾波器、 中值濾波器、 算數(shù)平均值濾波器、 加權(quán)平均值濾波器 、 滑動(dòng)平均濾波器等， 這些濾波器針對不同的應(yīng)用場景有著良好的濾波效果.

通過綜合比較多種濾波器的優(yōu)缺點(diǎn)， 采用去極值均值濾波算法與過采樣技術(shù)相結(jié)合的方式來提高ADC的信噪比， 以降低ADC自身噪聲對采集精度的影響. 先通過冒泡排序法剔除N個(gè)數(shù)據(jù)中的極值， 然后計(jì)算余下的N-2個(gè)采樣點(diǎn)的平均值.

該算法具體如下：

1)XK，XK+1，…，XK+N-1分別為連續(xù)的采樣點(diǎn)；

2) 用冒泡排序找出N個(gè)采樣數(shù)據(jù)中的最大值Xmax和最小值Xmin并剔除；

3) 計(jì)算剩余數(shù)據(jù)的平均值

式中：XK=F(Kτ)+εK. 比較處理前后的期望可以看出， 該濾波算法可以減小隨機(jī)噪聲， 這是由于該噪聲屬于隨機(jī)噪聲， 符合正態(tài)分布的特點(diǎn).

E(XK-F(Kτ))2=σ2.(14)

3.3.2 濾波算法的 FPGA 實(shí)現(xiàn)

數(shù)字濾波流程如圖 6 所示， 需要經(jīng)過通道選擇、 數(shù)據(jù)排序、 均值處理、 緩存等處理. 在實(shí)際應(yīng)用中， 數(shù)據(jù)量N通?？扇∪魏沃?， 但為了避免N取值過大導(dǎo)致信號丟失或失真， 以及考慮數(shù)據(jù)的處理速度，N一般不能太大， 根據(jù)采樣率的要求選擇N=6.

圖 6 數(shù)字濾波流程圖

采集系統(tǒng)在狀態(tài)機(jī)的控制下選擇對應(yīng)傳感器通道進(jìn)行采樣并存入FIFO， 依次選取 6個(gè)采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行冒泡排序去掉其中的最大值和最小值， 最后將計(jì)算的均值結(jié)果儲存在FIFO中.

3.3.3 降噪結(jié)果分析

運(yùn)用 MATLAB 軟件所設(shè)計(jì)的濾波器對實(shí)際信號進(jìn)行分處理， 其結(jié)果如圖 7 所示. 圖中橫坐標(biāo)表示采樣點(diǎn)數(shù)， 縱坐標(biāo)表示采集到的模擬信號電壓值. 由于系統(tǒng)此時(shí)還未經(jīng)過標(biāo)零， 因此存在0.3 V直流偏置電壓， 可以看出濾波前信號的幅值浮動(dòng)范圍大概為600 μV， 濾波后幅值的大小為200 μV， 有了明顯的改變. 由此可見， 該算法對隨機(jī)噪聲、 白噪聲等干擾具有較好的濾除效果.

圖 7 濾波前后結(jié)果對比

4 器件選型與高強(qiáng)度的灌封技術(shù)

在系統(tǒng)設(shè)計(jì)過程中， 為保證PCB板具有較強(qiáng)的抗高過載能力， FPGA選用XC6SLX4-2CPG196C型號， 該型號屬BGA封裝， 體積??； 運(yùn)算放大器采用ADA4940， 該器件表面積僅有9 mm2； 其余器件在滿足功能的前提下盡可能小. 同時(shí)， 將電源、 調(diào)理板卡與采集存儲板卡分開， 使用高強(qiáng)度接插件連接， 以提高板級的抗沖擊能力.

灌封前， 先在板卡表面噴涂三防漆， 然后進(jìn)行垂直安裝. 灌封材料使用高強(qiáng)度的環(huán)氧樹脂， 在真空中進(jìn)行攪拌， 待符合灌封條件后， 進(jìn)行真空灌封.

5 試驗(yàn)及結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)裝置為東菱公司的SY10-100液壓沖擊實(shí)驗(yàn)臺， 標(biāo)準(zhǔn)傳感器為量程為 50 000g的恩德?？藗鞲衅鳎?記錄儀系統(tǒng)使用上海北智公司的J10138 ICP型傳感器. 通過20 000g沖擊試驗(yàn)得到的時(shí)域波形如圖 8 所示. 經(jīng)過數(shù)據(jù)截取后， 得到標(biāo)準(zhǔn)傳感器與實(shí)際測量的峰值分別為 20 700g和19 458g， 相對誤差為5.6%， 且脈寬基本相同.

圖8 時(shí)域波形對比

6 結(jié) 論

通過設(shè)計(jì)多種類型信號的調(diào)理電路， 使得記錄儀系統(tǒng)的適用性得到了較大的提高， 能夠采集常用類型的傳感器信號. 通過改進(jìn)電源設(shè)計(jì)， 結(jié)合模擬與數(shù)字雙重濾波之后， 在±5 V采集范圍內(nèi)的采集精度提升至200μV， 使該系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)高精度數(shù)據(jù)采集. 本文研究可以為彈載環(huán)境以及其他惡劣環(huán)境下數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計(jì)提供新的思路.