曹宏宇，田前輝，王 云，劉 凱，王 盟，鄭 剛

(河北科技大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，河北 石家莊 050018)

地下管線作為國(guó)家資源與信息傳輸?shù)闹匾绞剑谏畹母鱾€(gè)方面都有著重要的作用。保障地下管線正常運(yùn)作及安全關(guān)系到民生保障問題，所以顯得格外重要。但隨著地下管線的鋪設(shè)，新舊管線交錯(cuò)在一起，且地下管線管理不規(guī)范，使得地下管線信息不完整，導(dǎo)致在施工過程中經(jīng)常造成已鋪設(shè)管線受損，造成巨大損失。因此，對(duì)地下管線的探測(cè)愈發(fā)重要。

目前，國(guó)內(nèi)探測(cè)儀仍存在探測(cè)深度不夠、定位不準(zhǔn)，不能有效提供管線信息等問題，而國(guó)外探測(cè)儀器雖發(fā)展較成熟，探測(cè)效果較國(guó)內(nèi)有巨大提升，但價(jià)格昂貴不適合于國(guó)內(nèi)普遍使用。基于此種需求，筆者設(shè)計(jì)了一種無須開挖非接觸式的，基于電磁感應(yīng)法的管線探測(cè)儀，采用無損檢測(cè)技術(shù)，達(dá)到對(duì)地下管線的有效探測(cè)。

1 電磁感應(yīng)法探測(cè)原理

基于電磁法的地下管線探測(cè)儀，是遵循麥克斯韋電磁理論，通過電信號(hào)與磁信號(hào)的互相轉(zhuǎn)化，達(dá)到對(duì)加在管線上的正弦交變信號(hào)的檢測(cè)。進(jìn)而獲得有效的管線水平位置、埋深等信息。

地下管線其長(zhǎng)度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于其管直徑，所以可近似將其視為無限長(zhǎng)的導(dǎo)線。向管線施加正弦交流電信號(hào)后，管線周圍可產(chǎn)生與交流電信號(hào)同頻的正弦交變磁場(chǎng)。天線電路上的感應(yīng)線圈在感應(yīng)到交變磁場(chǎng)信號(hào)后會(huì)轉(zhuǎn)化成同樣頻率的正弦電信號(hào)。通過捕獲后的電信號(hào)幅值與地下管線相對(duì)天線位置的對(duì)應(yīng)關(guān)系，達(dá)到對(duì)地下管線的有效定位。

依據(jù)比奧-薩法爾定律，地下管線通入電流后，周圍可呈現(xiàn)以管線為中心隨半徑而遞減的磁感應(yīng)強(qiáng)度[2、3]。管線產(chǎn)生磁場(chǎng)分布如圖1所示。

圖1 濃載流管道磁場(chǎng)模型

管線上方任意一點(diǎn)磁感應(yīng)強(qiáng)度為：

(1)

式中：μ0—真空磁導(dǎo)率，(μ0=4π×10-1H/m)；

r—點(diǎn)P到管線中心的距離；

I—管線通過電流強(qiáng)度。

依據(jù)矢量分解原理，可將磁感應(yīng)強(qiáng)度分解為磁場(chǎng)水平分量Bx和磁場(chǎng)垂直分量By。

圖2所示P點(diǎn)磁場(chǎng)水平分量Bx強(qiáng)度表達(dá)式為：

(2)

磁場(chǎng)垂直分量By強(qiáng)度表達(dá)式為：

(3)

1.1 管線水平定位

天線線圈在感應(yīng)磁場(chǎng)后產(chǎn)生相對(duì)幅度且同頻的正弦電壓信號(hào)。依據(jù)不同方向天線線圈對(duì)Bx及By的感應(yīng)信號(hào)值變化的不同趨勢(shì)，可將水平定位方式分為波峰模式與波谷模式。

波峰模式是利用水平天線線圈所感應(yīng)磁場(chǎng)的水平分量Bx，實(shí)現(xiàn)對(duì)地下管線的水平定位檢測(cè)。當(dāng)水平天線線圈位于地下管線的正上方時(shí)，線圈的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)達(dá)到最大值，接收天線垂直于管線方向做橫切運(yùn)動(dòng)，隨著天線與管線的水平距離增加，線圈所產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)呈左右對(duì)稱的衰減趨勢(shì)。這時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生山峰一樣的信號(hào)曲線，而其峰值位于地下管線的正上方[4]。圖2和圖3分別為波峰模式檢測(cè)示意圖及水平磁場(chǎng)分量在不同埋深下變化示意圖。

圖2 波峰模式檢測(cè)示意圖

圖3 水平磁場(chǎng)變化示意圖

波谷模式是利用垂直天線線圈所感應(yīng)的垂直分量By，實(shí)現(xiàn)對(duì)管線的水平定位檢測(cè)。當(dāng)垂直線圈在管線上方橫向移動(dòng)時(shí)，會(huì)觀測(cè)到線圈位于管線正上方感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)達(dá)到最小，此時(shí)為谷值；向兩側(cè)移動(dòng)，感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)幅值逐漸增大，在左右兩側(cè)某個(gè)對(duì)稱位置呈現(xiàn)峰值；繼續(xù)移動(dòng)，感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)逐漸減小，無窮遠(yuǎn)時(shí)衰減為零。圖4及圖5分別為波谷檢測(cè)示意圖及垂直磁場(chǎng)分量在不同埋深下變化示意圖。

圖4 波谷模式檢測(cè)示意圖

圖5 水平磁場(chǎng)變化示意圖

1.2 管線埋深檢測(cè)方法

采用動(dòng)態(tài)埋深計(jì)算方法對(duì)管線進(jìn)行埋深檢測(cè)。使用水平線圈對(duì)不同校準(zhǔn)點(diǎn)進(jìn)行信號(hào)值采集，并對(duì)應(yīng)校準(zhǔn)點(diǎn)深度值進(jìn)行數(shù)據(jù)擬合，得到一條信號(hào)強(qiáng)度隨管線埋深變化曲線。通過擬合曲線對(duì)其他位置信號(hào)值進(jìn)行插值計(jì)算，并最終獲取埋深數(shù)據(jù)[5-8]。采用logistc校準(zhǔn)曲線函數(shù)模型對(duì)信號(hào)值與埋深值之間的函數(shù)關(guān)系進(jìn)行曲線擬合，并得出信號(hào)值與管線埋深之間的關(guān)系表達(dá)式：

(4)

式中X為信號(hào)強(qiáng)度，h為管線埋深。

2 硬件電路設(shè)計(jì)

該文進(jìn)行了管線探測(cè)儀硬件電路設(shè)計(jì)，并通過仿真及實(shí)驗(yàn)測(cè)試，驗(yàn)證了探測(cè)儀的性能。探測(cè)儀的功能是實(shí)現(xiàn)對(duì)接收天線所傳入的信號(hào)，通過硬件與軟件相結(jié)合的處理辦法，將有用的信號(hào)信息提取出來，并通過相應(yīng)算法，將信號(hào)信息轉(zhuǎn)化為管線位置信息。系統(tǒng)由天線電路、50Hz工頻噪聲陷波模塊、程控放大模塊、選頻濾波模塊、AD采集模塊、STM32單片機(jī)最小系統(tǒng)、按鍵模塊、串口模塊、LCD顯示屏模塊及電源模塊構(gòu)成。其結(jié)構(gòu)圖如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

通過按鍵，可對(duì)探測(cè)頻率、放大倍數(shù)進(jìn)行設(shè)定，并調(diào)整LCD顯示模式。通過串口電路，可將采集到的信號(hào)數(shù)據(jù)傳入上位機(jī)，在上位機(jī)中對(duì)軟件濾波算法進(jìn)行效果驗(yàn)證。

硬件電路對(duì)信號(hào)的處理分為預(yù)處理和數(shù)據(jù)采集及運(yùn)算兩部分。

預(yù)處理過程中，對(duì)天線傳輸來的信號(hào)進(jìn)行陷波處理，以此消除市電干擾。對(duì)經(jīng)過市電噪聲濾除后的信號(hào)通過程控放大模塊進(jìn)行放大，使之達(dá)到AD采集芯片有效輸入范圍之內(nèi)。再經(jīng)過雙T選頻濾波電路，對(duì)信號(hào)進(jìn)行選頻，濾除帶外噪聲，最終將傳輸信號(hào)輸入AD采集芯片。

數(shù)據(jù)采集及運(yùn)算分為AD數(shù)據(jù)采集部分和單片機(jī)數(shù)據(jù)運(yùn)算兩部分。外部AD采集芯片將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字電平信號(hào)，并將轉(zhuǎn)換得到的數(shù)字信號(hào)傳送給單片機(jī)。單片機(jī)在接收到信號(hào)后進(jìn)行計(jì)算擬合，得到有效的管線信息。

2.1 天線電路

接收天線依據(jù)電磁感應(yīng)原理，通過其上的密繞線圈，將空間中的磁信號(hào)轉(zhuǎn)化為天線系統(tǒng)的電壓輸入信號(hào)。輸入信號(hào)經(jīng)由程控選頻電路，依靠其選頻特性對(duì)信號(hào)帶外噪聲進(jìn)行壓制；程控選頻部分為L(zhǎng)C串聯(lián)選頻電路，密繞線圈可等效為電壓源與自身電感的串聯(lián)，并與電容、負(fù)載電阻共同構(gòu)成LC串聯(lián)選頻電路。通過光電開關(guān)器件，單片機(jī)控制不同容值的電容接入電路，改變選頻電路諧振點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)對(duì)不同頻率有效信號(hào)的帶外噪聲濾除。LC選頻等效電路如圖7所示。

圖7 LC選頻等效電路

圖中L為線圈自身電感，r為線圈自身電阻，Cs為單片機(jī)選擇連電容，Rs為后級(jí)等效負(fù)載電阻，l為電流流動(dòng)方向。

2.2 50Hz陷波電路

電子器件的工作狀態(tài)易受50Hz市電工頻噪聲的影響，其來源主要有兩種。一種是從系統(tǒng)電源處引入，另一種則是空氣中廣泛存在電磁干擾。50Hz市電工頻噪聲幅值可遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于有效信號(hào)，不對(duì)其進(jìn)行專門的處理將會(huì)對(duì)后期的信號(hào)捕獲帶來困難，所以首先應(yīng)用50Hz市電工頻陷波電路對(duì)其進(jìn)行濾除，再將處理后的信號(hào)送入后級(jí)電路。50Hz市電工頻陷波電路采用F42N50集成陷波器及其外圍電路構(gòu)成。電路結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 F42N50電路結(jié)構(gòu)

由于50Hz噪聲分量屬于大噪聲范圍，其幅值Vnippmax>(VCC-VEE)/(2Q)，所以選取RA和RG為82K，RQ為2K構(gòu)成Q值為5的衰減單位增益型電路。信號(hào)由直流濾波電容C1傳輸進(jìn)陷波電路中，最終經(jīng)輸出端濾直電容C2將信號(hào)傳送給后級(jí)放大電路。對(duì)50Hz干擾進(jìn)行陷波濾除后，信號(hào)增益空間得以釋放，后級(jí)放大電路可有效實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的放大功能。

2.3 程控放大電路

程控放大部分對(duì)經(jīng)過市電噪聲消除電路的輸入信號(hào)進(jìn)行放大及高頻噪聲的濾除。程控放大電路由兩級(jí)運(yùn)放構(gòu)成，前級(jí)運(yùn)放采用反向比例低通濾波放大電路。經(jīng)前級(jí)運(yùn)放的放大輸出信號(hào)接入后級(jí)運(yùn)放構(gòu)成的電壓跟隨器，以此增大等效輸入電阻，降低后級(jí)電路對(duì)程控放大電路的影響。圖9為程控放大兩級(jí)運(yùn)放關(guān)系圖。

圖9 程控運(yùn)放原理

圖中ui為反向比例低通濾波器輸入電壓，即程控放大電路輸入信號(hào)，經(jīng)前級(jí)運(yùn)放放大后輸出電壓為ud，ui與ud關(guān)系式為：

(4)

MC74HC4051芯片具有程控選通特性，將STM32主控芯片經(jīng)由上拉電阻與MC74HC4051的A、B、C三腳相連，通過改變A、B、C引腳電平值，將X0～X7上連接的不同量值的反饋電阻Rf與匹配電容C1接入方向比例運(yùn)算放大電路，實(shí)現(xiàn)對(duì)放大倍數(shù)的選擇。圖10為STM32芯片與MC74HC4051芯片的連接關(guān)系圖。

圖10 MC74HC4051與STM32連接圖

其中X為MC74HC4051芯片輸出通道，與X0～X7其中一腳形成通路。ENABLE腳為使能引腳，低電平芯片處于工作狀態(tài)。

2.4 選頻濾波電路

對(duì)放大后的信號(hào)進(jìn)行帶通選頻濾波，濾除帶外噪聲，選用具有高選頻特性的雙T窄帶選頻帶通濾波器，可大幅衰減無用噪聲，提高信噪比。

選頻濾波電路由兩個(gè)獨(dú)立運(yùn)放搭建成兩級(jí)電路，前級(jí)為雙T選頻電路，由運(yùn)放A組成，實(shí)現(xiàn)對(duì)經(jīng)由放大電路放大后的信號(hào)的選頻濾波輸出，后級(jí)為運(yùn)放B構(gòu)成的電壓跟隨器，實(shí)現(xiàn)對(duì)后級(jí)負(fù)載帶來的影響的隔離。其電路結(jié)構(gòu)如圖11所示。

圖11 選頻濾波電路

雙T選頻電路是由雙T帶阻濾波器作為反饋網(wǎng)絡(luò)，與反向比例運(yùn)算放大器共同構(gòu)成選頻濾波放大電路，依據(jù)參考文獻(xiàn)[9]中介紹的非對(duì)稱系數(shù)選取方式，可實(shí)現(xiàn)高品質(zhì)選頻特性。雙T選頻電路是一種閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng)[9]。

其系統(tǒng)閉環(huán)增益為：

(5)

(6)

(7)

其中：

(8)

(9)

上述公式中Q0為雙T帶阻濾波電路的品質(zhì)因數(shù)，ω0為中心頻率，α為不對(duì)稱系數(shù)。

將公式帶入閉環(huán)增益公式，可得以下公式：

(10)

式中：

(11)

Q為雙T選頻放大的品質(zhì)因數(shù)，從上式可知，選頻放大器品質(zhì)因數(shù)Q不僅與α有關(guān)，而且與反向比例運(yùn)算放大電路放大倍數(shù)AV有關(guān)，AV越大則Q值越大，選頻放大器的選頻特性也就越好。選取適當(dāng)?shù)摩林岛头聪虮壤\(yùn)算放大電路放大倍數(shù)AV可獲得高效的選頻特性。本系統(tǒng)采用Av絕對(duì)值為1，α值為3，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)選頻電路中的元件值的獲取，并通過實(shí)驗(yàn)證明其具有高效的選頻特性。

2.5 AD轉(zhuǎn)換采集電路

AD采集電路將經(jīng)預(yù)處理后的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)，并將其以二進(jìn)制碼的形式傳送給單片機(jī)進(jìn)行處理。

本設(shè)計(jì)采用AD7895ARZ-10型模數(shù)轉(zhuǎn)換器。此款A(yù)DC芯片具有高速、12位高精度、±10V大幅值電壓輸入范圍的性能，并具有片內(nèi)時(shí)鐘及高速串行接口，可實(shí)時(shí)得將轉(zhuǎn)化得到的數(shù)字信號(hào)傳送給處理器。AD7895ARZ-10由REFIN引腳讀入模擬信號(hào)，并通過4個(gè)引腳與STM32的I/O相連，實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)數(shù)據(jù)的傳輸。

圖12為AD7895ARZ-10與STM32芯片連接示意圖。

圖12 AD7895與STM32連接

選用AD7895ARZ-10模式一進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，模式一為高速模式，平均采集頻率最高可達(dá)192KHz，本系統(tǒng)使用的最高信號(hào)頻率值為1KHz，所以滿足奈奎斯特采樣定律。

圖13為AD7895ARZ-10模式一工作時(shí)序。

圖13 AD7895ARZ-10模式一工作時(shí)序

圖14 串行數(shù)據(jù)傳輸時(shí)序

單片機(jī)I/O口與AD7895ARZ-10芯片SCLK引腳相連，為AD7895ARZ-10芯片提供串行時(shí)鐘源，在每個(gè)SCLK的下降沿AD7895ARZ-10芯片從SDAT引腳輸出一位數(shù)據(jù)。其中前4位為前導(dǎo)零值，后12位為AD轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的補(bǔ)碼。單片機(jī)將接收到的補(bǔ)碼裝換成原碼后存入數(shù)組，并依據(jù)對(duì)應(yīng)AD采集頻率轉(zhuǎn)換成信號(hào)波形。

3 數(shù)字算法濾波

為得到有效的磁場(chǎng)感應(yīng)電壓信號(hào)，在硬件電路濾波基礎(chǔ)上對(duì)經(jīng)過AD轉(zhuǎn)換得到的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行數(shù)字算法濾波處理可有效抑制干擾噪聲對(duì)有用信號(hào)帶來的影響。本系統(tǒng)采用FIR濾波器所構(gòu)成的數(shù)字帶通濾波器，對(duì)噪聲有效濾除，從而獲得較高的信噪比，進(jìn)而通過有用信號(hào)獲得管線位置信息。

設(shè)計(jì)具有與信號(hào)頻率相同的中心頻率的數(shù)字帶通濾波器，在理論上可實(shí)現(xiàn)對(duì)帶外噪聲的有效濾除。采用有限長(zhǎng)單位沖激響應(yīng)(FIR)數(shù)字濾波器對(duì)理想帶通濾波器進(jìn)行逼近，可在實(shí)現(xiàn)有效逼近的同時(shí)，保證系統(tǒng)的因果穩(wěn)定性及相位線性。

常用的FIR濾波器設(shè)計(jì)方法包括窗函數(shù)設(shè)計(jì)法、頻率抽樣法及最優(yōu)化設(shè)計(jì)法等。在本設(shè)計(jì)中采用窗函數(shù)法對(duì)FIR濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)[10]。

設(shè)理想帶通濾波器系統(tǒng)函數(shù)為Hd(ejω)，其時(shí)域內(nèi)單位抽樣響應(yīng)函數(shù)為hd(n)。理想濾波器其單位抽樣響應(yīng)為無限長(zhǎng)的非因果序列[11-13]，所以理想的濾波器是不可實(shí)現(xiàn)的濾波器。采用窗函數(shù)對(duì)hd(n)進(jìn)行N點(diǎn)的對(duì)稱截取，對(duì)稱中心為：

(12)

截取窗函數(shù)為：

w(n)n∈[0，1，…，N-1]

(13)

窗函數(shù)與理想濾波器的單位抽樣函數(shù)相乘從而進(jìn)行截取處理，加窗處理表達(dá)式如下：

h(n)=hd(n)W(n)

(14)

由上式可知，窗函數(shù)非零區(qū)間越長(zhǎng)，所得到的h(n)越接近于理想濾波器的單位抽樣響應(yīng)函數(shù)hd(n)，但依舊存在誤差，此誤差稱為截取誤差。

根據(jù)復(fù)卷積公式，時(shí)域相乘在頻域則是周期性卷積，上式在頻域內(nèi)可等效為：

(15)

式中H(ejω)為h(n)對(duì)應(yīng)的FIR濾波器系統(tǒng)函數(shù)，W(ejω)為窗函數(shù)頻域變換函數(shù)。

采用不同類型窗函數(shù)對(duì)理想濾波器的逼近呈現(xiàn)不同效果，對(duì)逼近的好壞可用兩種參數(shù)衡量，分別為過渡帶寬度和阻帶最小衰減。其中，過渡帶寬度決定于W(ejω)主瓣寬度，控制主瓣寬度越窄，便可獲得更陡峭的過渡帶，從而逼近理想濾波器；阻帶最小衰減決定于第一旁瓣相對(duì)幅度，第一旁瓣相對(duì)幅度越小，阻帶最小衰減越強(qiáng)。上述兩種要求不可能同時(shí)達(dá)到，通常以增加過渡帶寬度換取效果更好的阻帶最小衰減。表1為不同窗函數(shù)所具有的性能比較。

表1 不同窗函數(shù)性能參數(shù)

漢明窗相對(duì)于漢寧窗和布萊克曼窗，在窗的寬度相同時(shí)，旁瓣衰減和主瓣寬度適中，實(shí)際應(yīng)用較為合適，因此本系統(tǒng)采用漢明窗對(duì)FIR濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)。

設(shè)定帶通濾波器中心頻率為512Hz，窗函數(shù)長(zhǎng)度為4個(gè)周期信號(hào)，在MATLAB中對(duì)窗函數(shù)進(jìn)行濾波設(shè)計(jì)及仿真實(shí)驗(yàn)。將頻率為512Hz，幅值為1的正弦信號(hào)作為有用信號(hào)，在其上疊加高斯白噪聲，觀察通過濾波器之后輸出的波形，及輸入輸出信噪比，從而驗(yàn)證濾波器功能。圖15為漢明窗的濾波效果圖。

采用漢明窗進(jìn)行濾波處理，其濾波前信噪比為-2.2448，濾波后信噪比為0.3890。

濾波前后信噪比增益有大幅度提高，且通過視覺觀察可發(fā)現(xiàn)；濾波后輸出波形與原始正弦信號(hào)接近程度非常高，從而可得，使用漢明窗所設(shè)計(jì)的FIR帶通數(shù)字濾波器能有效濾除噪聲并獲得有用信號(hào)。

4 系統(tǒng)實(shí)際測(cè)試及功能驗(yàn)證

對(duì)地下管線進(jìn)行實(shí)際探測(cè)，通過與同類型儀器RD4000進(jìn)行同環(huán)境數(shù)據(jù)比較及開挖驗(yàn)證，以此驗(yàn)證系統(tǒng)性能。圖16為RD4000。

使用本設(shè)計(jì)系統(tǒng)對(duì)20處數(shù)據(jù)采集點(diǎn)進(jìn)行信號(hào)強(qiáng)度采集，并計(jì)算管線埋深，用RD4000采集數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比。表2為各埋深數(shù)據(jù)采集計(jì)算值。

表2 不同埋深采集計(jì)算值

將本系統(tǒng)采集計(jì)算值與RD4000埋深探測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行圖示數(shù)據(jù)對(duì)比，可得圖17。

圖17 埋深對(duì)比

由圖17可直觀看出本設(shè)計(jì)管線探測(cè)數(shù)據(jù)與RD4000探測(cè)數(shù)據(jù)相差較小，證明系統(tǒng)的實(shí)際可行性。對(duì)管線進(jìn)行開挖驗(yàn)證，對(duì)采集點(diǎn)5點(diǎn)處開挖后管線實(shí)深6.46m。與多次本采集點(diǎn)測(cè)量值比較，最大誤差為0.14m，最大誤差比例為2.167%。驗(yàn)證系統(tǒng)精度較高，可用于實(shí)際探測(cè)。

5 結(jié)論

筆者基于電磁感應(yīng)原理，設(shè)計(jì)了一款新型管線探測(cè)儀器。系統(tǒng)基于微弱信號(hào)檢測(cè)相關(guān)理論，首先從硬件上對(duì)信號(hào)實(shí)現(xiàn)工頻噪聲濾除、放大、選頻濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換及采集功能，并在硬件信號(hào)處理的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)單片機(jī)的FIR濾波器軟件濾波，最終經(jīng)由信號(hào)幅值與管線位置的對(duì)應(yīng)擬合函數(shù)獲得地下管線所處位置。

經(jīng)實(shí)地測(cè)試，與同類產(chǎn)品RD4000進(jìn)行實(shí)驗(yàn)比較，驗(yàn)證本系統(tǒng)對(duì)管線探測(cè)誤差小，可以滿足實(shí)際管線探測(cè)應(yīng)用要求。