宣麗萍，閆姝含，張亞坤

(1.華南師范大學 數(shù)據(jù)科學與工程學院，廣東 汕尾516600;2.黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，哈爾濱 150028)

0 引 言

由于光照存在間歇性、波動性等問題，導致光伏發(fā)電機組功率輸出不均勻，頻率也不具有規(guī)律性[1-3]。目前行之有效的做法是將光伏發(fā)電技術和儲能技術結合在一起，形成光伏-儲能混合并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)[4]。然而，單一儲能裝置難以滿足平抑功率波動的需求?；旌蟽δ芟到y(tǒng)是一種創(chuàng)新技術，由蓄電池和超級電容器組成，該技術結合蓄電池能量密度高和超級電容器功率密度高等優(yōu)點，為電網(wǎng)提供高質量、高可靠性的電能[5-7]。

電力電子變壓器(power electronic transformer，PET)作為光儲并網(wǎng)系統(tǒng)的重要設備，具有高頻電氣隔離、功率潮流多向控制等功能，是傳統(tǒng)工頻變壓器的替代方案，不僅繼承了傳統(tǒng)變壓器的所有功能和優(yōu)點，還降低了整體系統(tǒng)裝置的體積[8-10]。

文獻[11]提出了一種簡易三級式PET結構，與雙級式PET相比，帶來了更多的可控性和靈活性。然而，受到半導體器件耐壓性能的限制，該結構不適宜中高壓應用場合。文獻[12]提出了一種基于多繞組變壓器的模塊化級聯(lián)型PET，該PET利用多繞組變換器進一步升壓，然而多繞組變壓器存在工程設計困難、制作工藝復雜等問題，在工程上不易實現(xiàn)。文獻[13]提出一種基于獨立直流母線的三級式PET，采用級聯(lián)H橋變換器(cascaded H-bridge, CHB)提升電壓等級，適合應用于高壓大功率場合。然而，該結構采用各獨立直流母線連接方式，對于輸出電壓的統(tǒng)一控制是不利的，并且三相輸出功率存在不平衡問題。此外CHB直流側電容上存在二次功率波動問題[14]。

為了解決上述結構遇到的問題，提出一種基于級聯(lián)型PET的光儲并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結構。首先，該結構采用公共直流母線匯集連接方式，與基于獨立直流母線的三級式PET相比，該結構將電能均等地傳輸至三相電網(wǎng)，不存在三相相間輸出功率不平衡問題，并且解決了公共直流側二次功率波動問題。其次，隔離級利用CLLC諧振變換器恒增益高變比電壓鉗位的優(yōu)點，采用單級控制策略代替?zhèn)鹘y(tǒng)雙級控制策略，無需模塊電容電壓均衡控制策略，簡化了控制系統(tǒng)。此外，提出一種功率分層協(xié)調(diào)控制策略，提升系統(tǒng)最大壽命，實現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。通過設計并搭建1 MW/10 kV光儲并網(wǎng)仿真系統(tǒng)，驗證了所提出結構和控制策略的可行性和有效性。

1 基于PET的光儲并網(wǎng)系統(tǒng)結構

基于級聯(lián)型PET光儲并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結構，如圖1所示，該結構為三級式，分別是中壓級、隔離級和低壓級。低壓級采用Buck/Boost變換器，可靈活控制混合儲能系統(tǒng)工作于充、放電模式[15]。隔離級采用雙向CLLC諧振變換器，減少了能量回流和IGBT關斷電流，具有恒增益高變比電壓鉗位功能。中壓級采用CHB變換器，具有高壓大容量變頻、輸出電壓波形諧波含量小、易于模塊化擴展等優(yōu)點。

圖1 基于PET的光儲并網(wǎng)系統(tǒng)結構

1.1 雙向CLLC諧振變換器

雙向CLLC諧振變換器拓撲結構如圖2所示，由前級H橋、諧振電感、諧振電容、高頻變壓器(high frequency transformer, HFT)和后級H橋組成，拓撲結構垂直對稱，功率正、反向流動時均可看作為LLC諧振變換器，因此該變換器能夠雙向傳輸功率，且不需要添加多余的緩沖電路，具有結構簡單、造價低廉、易于實現(xiàn)等優(yōu)點。

圖2中：低壓直流側電壓為Vi；中壓直流側電壓為Vo；低壓直流側電容為C1；中壓直流側電容為C2；HFT一次側電壓和電流分別為v1和i1；HFT二次側電壓和電流分別為v2和i2；HFT變比為k；HFT一、二次側的諧振電感分別為Lr1和Lr2，通過設計HFT的漏感參數(shù)，從而將漏感替代為諧振電感，進一步減小雙向CLLC諧振變換器的體積；HFT一、二次側的諧振電容分別為Cr1和Cr2，具有“通交阻直”的功能，一次側H橋開關為Q1～Q4，二次側H橋開關為S1～S4。

圖2 CLLC諧振變換器拓撲結構

雙向CLLC諧振變換器具有恒增益高變比電壓鉗位的功能，在不考慮電路損耗的情況下，其輸入直流電壓和輸出直流電壓公式如下：

(1)

1.2 級聯(lián)H橋逆變器

CHB能夠將低壓直流轉變?yōu)橹袎航涣?，因此適合應用于中壓并網(wǎng)系統(tǒng)。CHB變換器拓撲結構如圖3所示，其中：Lf為交流濾波電感，可有效降低輸出電流諧波含量；Rs為交流線路等效內(nèi)阻。H橋單元由4個IGBT開關組成，通過不同的開閉組合，可輸出3種電平電壓，分別為-Vo、0和+Vo。當級聯(lián)單元為N時，總輸出電壓能夠得到2N+1個電平的交流電壓波形，這種波形能夠減少輸出交流電流中的諧波分量，減輕濾波器的濾波壓力。

圖3 CHB變換器拓撲結構

由于CLLC諧振變換器具有恒增益高變比的電壓鉗位功能，因此PET無需使用電壓均衡控制策略，CHB的輸入端各直流電壓符合Vo,1=Vo,2=…=Vo,N。因此，CHB總輸出電壓表示為

(2)

式中：vm,j為CHB總輸出電壓；N為H橋級聯(lián)單元數(shù)量；Mj為CHB占空比信號(j=a，b，c)，各相N個H橋單元公用一個占空比信號。

2 光儲并網(wǎng)系統(tǒng)控制策略

根據(jù)上文平均模型，提出了光儲并網(wǎng)系統(tǒng)控制策略，其包括三級并網(wǎng)控制策略和功率分層協(xié)調(diào)控制策略。

2.1 三級并網(wǎng)控制策略

光儲并網(wǎng)系統(tǒng)是一個耦合性強，具有非線性特性的一種系統(tǒng)，因此對于并網(wǎng)有功功率和無功功率的控制格外困難。采用三級并網(wǎng)控制策略如圖4所示，分為MPPT控制、電壓均衡控制和電流內(nèi)環(huán)解耦控制。Boost變換器實現(xiàn)MPPT控制，利用CLLC諧振變換器的電壓鉗位功能，將傳統(tǒng)雙級控制替換為單級控制策略，無需模塊電容電壓均衡控制。電壓均衡控制和電流內(nèi)環(huán)控制均采用PI控制器。電流內(nèi)環(huán)引入網(wǎng)側電壓電流作為前饋量，實現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦控制，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行。PET端電壓的控制方程為

(3)

圖4 三級并網(wǎng)控制策略

式(3)中：ud、uq分別為PET端電壓直軸、交軸分量；ug,d、ug,q分別為電網(wǎng)電壓直軸、交軸分量；ig,d、ig,q分別為電網(wǎng)電流直軸、交軸分量；ig,d,ref、ig,q,ref分別為參考電網(wǎng)電流直軸、交軸分量；ω為電網(wǎng)電壓角頻率；Lf為濾波電感；kp、ki分別為電流內(nèi)環(huán)PI控制器比例環(huán)節(jié)增益和積分環(huán)節(jié)增益。

2.2 功率分層協(xié)調(diào)控制策略

為了抑制光伏發(fā)電產(chǎn)生的功率波動，延長混合儲能系統(tǒng)的最大壽命，提出一種功率分層協(xié)調(diào)控制策略，其共分為三層：協(xié)調(diào)管理層、優(yōu)化分配層和功率控制層，如圖5所示。

圖5 混合儲能系統(tǒng)分層協(xié)調(diào)控制策略

PHESS=Pref-PPV

(4)

(5)

(6)

對鋰電池進行頻繁充放電會影響其最大壽命，通過優(yōu)化分配層根據(jù)各組鋰電池的SOC值實時確定其充、放電優(yōu)先級順序，減少鋰電池頻繁充放電現(xiàn)象。功率分配邏輯流程圖如圖6所示。根據(jù)各組鋰電池SOC的狀態(tài)值決定其工作模式，SOC值大的鋰電池組優(yōu)先工作于放電模式，SOC值小的鋰電池組優(yōu)先工作于充電模式，經(jīng)過限幅后的目標功率分配給各組鋰電池。

圖6 各鋰電池組邏輯流程圖

圖7 Buck-Boost變換器控制框圖

3 仿真驗證

為驗證提出的光儲并網(wǎng)系統(tǒng)結構及其控制策略，在Simulink環(huán)境下對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)模式進行仿真，仿真模型如圖8所示，仿真參數(shù)如表1所示。

3.1 穩(wěn)態(tài)結果分析

如表1所示，光伏逆變器HFT變比為1∶2，直流側電壓Vi為1 kV，CHB占空比信號Mj幅值設為0.8，相電壓理論幅值為8 kV，理論有效值為5.66 kV。光伏陣列仿真模型采用的型號是Kyocera KD140GX-LP，使用串聯(lián)+并聯(lián)連接方式組成光伏陣列以提升輸出直流電壓并提高功率輸出等級。該光伏陣列仿真模型采用共50×148個光伏電池進行串并聯(lián)連接。圖8所示為PET結構網(wǎng)側電壓電流的輸出波形，波形質量良好，無明顯波動，驗證了所提光儲并網(wǎng)結構的有效性。

圖8 1 MW光儲并網(wǎng)PET結構網(wǎng)側輸出電壓和電流

表1 1 MW三相PET并網(wǎng)仿真系統(tǒng)參數(shù)

總諧波失真率(total barmonic distortion, THD)是并網(wǎng)逆變器的一個重要參數(shù)。圖9所示為Simulink仿真得到的PET結構輸出電壓FFT。圖中可以看出，PET的輸出電壓以50 Hz基波分量為主，但在2fi、4fi、6fi附近仍然存在較高的諧波分量，諧波含量隨著頻率的增加而降低。

圖9 PET輸出電壓頻譜分析圖

M為CHB占空比幅值，其取值范圍是0≤M≤1。改變M大小，使其值由0.1到1之間變化，繪制出PET輸出電壓M與THD之間的關系，如圖10所示。隨著M的增大，總諧波畸變率逐漸減小，從而得到良好的輸出波形。

圖10 PET輸出電壓THD與占空比M之間的關系

3.2 暫態(tài)結果分析

混合儲能仿真系統(tǒng)由兩組鋰電池和一組超級電容組成。鋰電池額定功率為300 kW，額定容量為375 kW·h，額定電壓為800 V；SOC額定功率為300 kW，容量為8 MJ，額定電壓為800 V。兩組鋰電池的SOC初始值分別為0.6、0.5。圖11所示為光伏陣列某天500 min光照數(shù)據(jù)壓縮到5 s后的光照曲線圖，該曲線圖模擬了自然光照的不均勻變化。

圖11 光伏陣列輸出功率變化曲線

并網(wǎng)系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)工況下輸入功率恒定在1 MW，當光伏陣列輸出功率出現(xiàn)波動時，混合儲能系統(tǒng)削峰填谷。根據(jù)式(4)得出混合儲能系統(tǒng)參考功率曲線如圖12所示。

圖12 混合儲能系統(tǒng)參考功率曲線

功率協(xié)調(diào)控制策略對混合儲能系統(tǒng)進行控制后，得出兩組鋰電池和超級電容器的實際輸出功率曲線如圖13～15所示。由于第一組鋰電池初始SOC大于第二組鋰電池初始SOC，因此第一組鋰電池應用于放電模式，第二組鋰電池應用于充電模式。

圖13 第一組鋰電池輸出功率曲線

圖14 第二組鋰電池輸出功率曲線

圖15 超級電容器輸出功率曲線

當光伏陣列輸出功率波動較大時，儲能系統(tǒng)可吸收部分功率；當光伏陣列輸出功率較低時，儲能系統(tǒng)可釋放能量補償光伏出力不足。光伏陣列輸出功率經(jīng)過儲能系統(tǒng)平滑后，輸出功率的波動范圍明顯縮小，如圖16所示，并網(wǎng)輸入有功功率穩(wěn)定在1 MW，并網(wǎng)輸入無功功率穩(wěn)定在0 kW。

圖16 經(jīng)過平滑后并網(wǎng)輸入功率曲線

4 結 語

首先,提出了一種基于級聯(lián)型PET的光儲并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結構，該結構無需模塊電容間的均壓控制，消除了公共直流電容存在的二次功率波動，并能夠保證三相相間功率平衡。其次，提出了三級控制策略和功率分層協(xié)調(diào)控制策略，提升系統(tǒng)最大壽命，簡化了控制結構。通過設計并搭建1 MW/10 kV光儲并網(wǎng)系統(tǒng)仿真模型，驗證了所提結構和控制策略的可行性和有效性。