尹華杰，丁杰，趙世偉

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510641)

0 引 言

近年來，隨著人口和社會工業(yè)的發(fā)展，高增益DC/DC變換器被廣泛地應(yīng)用在不間斷電源 (uninterrupted power supply，UPS)、光伏發(fā)電系統(tǒng)、燃料電池能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)等低壓輸入的家庭和工業(yè)場景中[1-3]。長期以來，化石能源一直被作為產(chǎn)生電能的主要能量來源，隨之而來也產(chǎn)生了愈加嚴(yán)重的環(huán)保問題，因此光伏、燃料電池、風(fēng)能等清潔能源得到廣泛關(guān)注。為了將光伏板、燃料電池的低壓(20～40 V)直流電轉(zhuǎn)化成高壓(380～400 V)直流電，再通過逆變器實現(xiàn)并網(wǎng)，高增益DC/DC變換器不可或缺[4-6]。

基本Boost電路理論上可以實現(xiàn)較高的電壓傳輸比，但在實際應(yīng)用中電路會存在寄生參數(shù)，使得其電壓增益會受到很大的限制，且開關(guān)管與二極管的電壓應(yīng)力為較高的輸出電壓，在開關(guān)器件上會帶來較大的功率損耗，變換器效率偏低。將變換器進行串聯(lián)[7-8]雖然能提高電壓傳輸比，但所用器件較多，效率低下。多電平串聯(lián)也是提高電壓增益的常用方法[9-11]，但是由于功率器件和電容器之間的差異會導(dǎo)致每個電容上的電壓不同，且總體的電容量小于單個電容，因此需要更大的電容才能滿足輸出電壓紋波的要求。通過引入開關(guān)電容、開關(guān)電感網(wǎng)絡(luò)也能夠有效地提升傳輸比[12-15]。但此類變換器需要靠開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的增加來實現(xiàn)，很難滿足較高的效率和可靠性。隔離型變流器增加變壓器匝數(shù)比能夠提高輸出電壓[16-17]，但變壓器損耗較大，副邊整流管的電壓應(yīng)力較高。文獻[18-24]表明通過在耦合電感的基礎(chǔ)上集成開關(guān)電容是提高變換器電壓增益的一種十分有效的方法，該變換器不僅能夠通過占空比來調(diào)節(jié)電壓增益，還能改變耦合電感匝數(shù)比來輔助調(diào)壓，但是當(dāng)電壓增益進一步提高時，難免會遇到耦合電感匝比過高的情況，匝比過高不僅會導(dǎo)致漏感增加，還會使二極管的電壓應(yīng)力增加。

針對上述問題，本文提出的基于耦合電感及開關(guān)電容單元的高增益DC/DC變換器結(jié)合了耦合電感與開關(guān)電容對電壓增益提高的優(yōu)點，能夠靈活地改變耦合電感匝比或增減開關(guān)電容單元(switched capacitor unit, SCU)來調(diào)節(jié)電壓傳輸比。開關(guān)電容單元的引入使得該變換器在耦合電感匝比過高時，提高輸出電壓增益有一定的規(guī)律可循，能夠衍生出適用于不同場景的高增益DC/DC變流器。

1 電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 電路拓?fù)?/h3>

本文提出的高增益變流器如圖1所示，其中圖1(a)為開關(guān)電容單元SCU，圖1(b)為主電路拓?fù)?，該電路中含有m個SCU，它們之間連接方式為a-d，b-c。

圖1 開關(guān)電容單元(SCU)和主電路拓?fù)銯ig.1 SCU and main circuit topology

1.2 工作原理

為了便于分析，取一個開關(guān)電容單元SCU1，如圖2(a)所示，其等效電路如圖2(b)所示。圖2中n1/n2為理想變壓器匝比，Lm為勵磁電感，Lk為變壓器漏感折算到一次側(cè)漏感之和。為了便于分析，作如下假設(shè)：1)所有的器件均為理想器件，忽略寄生參數(shù)；2)電路中使用的電容容量無窮大，電壓紋波忽略不計；3)變流器運行在連續(xù)導(dǎo)通模式。

圖2 電路拓?fù)浼捌涞刃щ娐稦ig.2 Topology and its equivalent circuit

所提變流器工作過程如下所述，圖3為主要工作波形，圖4給出了等效電流路徑。

圖3 主要工作波形Fig.3 Main operating waveforms

1)模態(tài)1[t0-t1]：如圖4(a)所示，實線表示導(dǎo)通，虛線表示斷開，以下均是如此。在此模態(tài)下，耦合電感的勵磁電感Lm和漏感Lk兩端的電壓之和為Uin，其電流iLm、iLk線性上升。與此同時，耦合電感副邊繞組向電容Cm1、Cm2充電，為實現(xiàn)輸出電壓高增益提供條件。在t1時刻，開關(guān)管S斷開，進入下一個模態(tài)。此模態(tài)下，漏感電流ILk、勵磁電感電流ILm的表達(dá)式為：

圖4 各個模態(tài)的等效電路Fig.4 Equivalent circuit for each mode

(1)

(2)

式中：N為耦合電感副邊與原邊的匝比n2∶n1；Uin為輸入電壓；UCm1為電容Cm1的電壓；ILk(t0)、ILm(t0)分別為漏感、勵磁電感在t0時刻的電流值，以下公式中以此類推。

2)模態(tài)2[t1-t2]：如圖4(b)所示，此模態(tài)下，耦合電感二次側(cè)繞組由于漏感作用使二極管D1繼續(xù)導(dǎo)通，在UCm1的作用下流過D1的電流iD1逐漸減小，同時，一次側(cè)的漏感電流在UCc、UC1、UC2的作用下線性減小，勵磁電感電流iLm繼續(xù)線性上升。當(dāng)二極管D1的電流下降到0即t2時刻時，D1零電流關(guān)斷，D0零電流開通，進入下一工作模態(tài)。此模態(tài)下漏感電流的表達(dá)式為

(3)

式中UCc為電容CC的電壓。

3)模態(tài)3[t2-t3]：如圖4(c)所示，此時，輸入源、耦合電感兩繞組及倍壓電容Cm1、Cm2串聯(lián)給負(fù)載供電，進而抬升了輸出電壓。直到t3時刻，開關(guān)S閉合，進入下一模態(tài)。同樣的，可以得到此模態(tài)下漏感電流ILk、勵磁電感電流ILm的表達(dá)式為：

iLm(t)=ILm(t2)-

(4)

iLk(t)=ILk(t2)-

(t-t2)。

(5)

式中：Uo為輸出電壓；UCm2為電容Cm2的電壓。

4)模態(tài)4[t3-t4]：如圖4(d)所示，此模態(tài)下，箝位電容CC通過D3給C2充電。在t4(t0)時刻，二極管D0的電流減小到0而截至，二極管D1、D2開始通流，進入下一模態(tài)。此模態(tài)下電流的表達(dá)式為：

iLk(t)=ILk(t3)+

(6)

(7)

2 性能分析

2.1 電壓增益M

為了方便分析，將開關(guān)模態(tài)2、4這兩個極為短暫的過程忽略。則簡化后變換器的主要工作波形如圖5所示。

圖5 簡化后的變換器主要工作波形Fig.5 Simplified working waveforms of the converter

當(dāng)開關(guān)S導(dǎo)通時，有：

ULm-charge=Uin；

(8)

Ur-charge=NULm-charge=UCm2-UCc-UC1=UCm1。

(9)

當(dāng)開關(guān)S斷開時，有：

ULm-discharge=Uin-UCc；

(10)

Ur-discharge=NULm-discharge=UCc+UCm1+UCm2-Uo。

(11)

式中：ULm-charge、ULm-discharge分別為勵磁電感在開關(guān)開通和關(guān)斷時的電壓；Ur-charge、Ur-discharge分別為二次側(cè)繞組在開關(guān)開通和關(guān)斷時的電壓。

電容CC、C1、C2的電壓之間的關(guān)系為

UCc=UC1=UC2。

(12)

根據(jù)勵磁電感的伏秒平衡可知

DULm-charge+(1-D)ULm-discharge=0。

(13)

式中D為開關(guān)管S的占空比。

由式(8)～式(13)可得：

(14)

UCm1=NUin；

(15)

(16)

(17)

當(dāng)該變換器中含有m個SCU時，其增益表達(dá)式如下式所示，推導(dǎo)過程與單個SCU類似，這里不再贅述。

(18)

圖6給出了M隨N與m變化的三維圖(D=6)?？梢钥闯?，當(dāng)D一定時，M隨N和m的增加而增加，當(dāng)N過高時，可以增加SCU的個數(shù)m來提高電壓增益。

圖6 電壓增益隨N，m變化的三維圖Fig.6 A 3D diagram of voltage gain with N and m

2.2 漏感對變換器增益的影響

由于沒有考慮漏感對增益的影響，上述得出的電壓增益公式偏大?？紤]漏感后，電壓增益分析過程如下。

在開關(guān)S關(guān)斷的過程中，根據(jù)電容的電荷守恒，可知輸出二極管D0的平均電流即為負(fù)載電流，則二極管D0電流峰值為

(19)

式中Io為輸出電流的平均值。

在此開關(guān)模態(tài)下漏感Lk上的電壓為

(20)

式中fs為開關(guān)頻率。

此過程輸出電壓的表達(dá)式為

Uo=UCc+UCm1+UCm2+N(UCc-Uin-ULk)。

(21)

由圖5開關(guān)S閉合時的波形可知，二極管D1、D2的峰值電流可以表示為

(22)

在此開關(guān)模態(tài)下漏感Lk和Cm1的電壓分別為：

(23)

UCm1=N(Uin-ULk)。

(24)

聯(lián)立式(19)～式(24)求解得電壓增益為

(25)

圖7給出了m=1,N=2.3，fs=100 kHz，R0=1 000 Ω，M隨D變化的曲線(不同漏感值)。 可以看出，M和D的關(guān)系并不是單調(diào)的，而是隨著D的增加先增加后減小。漏感越大，電壓增益越小，且拐點會前移。制作變流器時，為了減小漏感對增益的影響，D不能太大，需折中選擇匝數(shù)比N和SCU個數(shù)m。

圖7 增益曲線Fig.7 Gain curve

2.3 元器件電壓應(yīng)力

開關(guān)S的電壓應(yīng)力為

(26)

二極管D0、D1、D2的電壓應(yīng)力為

(27)

二極管DC、D3、D4的電壓應(yīng)力為

(28)

圖8為N=2.3，m=1時，元器件電壓應(yīng)力曲線?？梢钥闯觯_關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力隨著占空比D的增加而增大，隨著開關(guān)電容單元個數(shù)m的增加而減小。因此，在選取m參數(shù)時，需要保證匝數(shù)比和電壓應(yīng)力不能過高。

圖8 元器件電壓應(yīng)力曲線Fig.8 Component voltage stress curve

2.4 變換器性能對比

表1所示為本文提出的高增益DC/DC變換器與文獻[18]、文獻[22]的對比。由表1可知，所提變流器最大的特點在于可以通過增減SCU個數(shù)來調(diào)節(jié)電壓增益，耦合電感匝數(shù)比不必過高。過高的匝比會使得一些二極管的電壓應(yīng)力變高，漏感增加。漏感的增加使占空比丟失嚴(yán)重，從而需要更高的匝比來彌補占空比丟失的部分，更高的匝比又會導(dǎo)致更高的漏感，這是一個正反饋過程。另外，增加SCU個數(shù)能夠使功率器件的電壓應(yīng)力進一步減小。

表1 特性對比分析Table 1 Comparative analysis of the characteristics

圖9為當(dāng)耦合電感匝比N=2時，本文所提變換器與文獻[18]、文獻[22]所提變換器電壓增益、開關(guān)管、輸出二極管電壓應(yīng)力的對比曲線。由圖9可知，當(dāng)m=2時，當(dāng)元器件使用數(shù)量相同時，所提電路拓?fù)潆妷簜鬏敱雀?，開關(guān)管電壓應(yīng)力更低。同樣，當(dāng)m=0時，所提變換器相對于文獻[22]提出更勝一籌(電壓應(yīng)力更低，電壓傳輸比更高)。

圖9 變換器性能對比Fig.9 Converter performance comparison

2.5 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

1)耦合電感匝比N。

根據(jù)式(18)可知

(29)

根據(jù)式(29)可知，耦合電感的匝比N應(yīng)根據(jù)電壓增益M，占空比D以及SCU個數(shù)m來進行選擇。元器件的電壓應(yīng)力也與匝數(shù)比N有關(guān)，選擇匝比N時，還應(yīng)考慮元器件的電壓應(yīng)力是否在允許的范圍內(nèi)。占空比D一般不應(yīng)超過0.8。當(dāng)占空比D過大或過小時，某些二極管的峰值電流增大，輸入電流紋波增大。當(dāng)占空比過小時，為了滿足增益要求，需要增加匝比N或增加SCU的個數(shù)m，使得變換器體積增大，效率降低。因此，在計算耦合電感的匝比N時，需要綜合考慮這幾個方面來選擇占空比D進而確定耦合電感匝比N。一般情況下，占空比工作在0.6～0.7之間。

2)勵磁電感Lm。

為了使勵磁電感電流iLm連續(xù)，勵磁電感應(yīng)滿足

(30)

3)開關(guān)管和二極管的選擇。

根據(jù)式(26)～式(28)可知有源器件的電壓應(yīng)力。在實際應(yīng)用中，由于有源器件和印刷電路板的寄生參數(shù)如寄生電容和寄生電感，當(dāng)開關(guān)動作時，可能會在元器件上產(chǎn)生震蕩尖峰。因此,考慮到以上因素,所選有源器件的電壓和電流等級通常大于計算值的50%。

4)電容的選擇。

電容的電壓紋波取決于電容的容量和變換器的工作頻率。為了將電容的電壓紋波限制在可接受的范圍內(nèi)，電容應(yīng)滿足

(31)

式中ΔUC為電容電壓紋波。

3 實驗結(jié)果與分析

制作了一臺如圖10所示的300 W樣機，用來驗證理論分析。電路參數(shù)如表2所示，實驗所測得的波形如圖11所示。實驗條件：輸入電壓Uin=20 V，輸出電壓Uo=380 V，輸出功率Po=150 W。

圖10 實驗平臺Fig.10 Experimental platform

表2 主電路參數(shù)Table 2 Main circuit parameters

由圖11可以看出，實驗結(jié)果很好地驗證了理論分析的正確性。圖11(a)為開關(guān)管驅(qū)動和輸入輸出電壓波形，可以看出當(dāng)占空比D約為0.68時，實現(xiàn)了20 V到380 V的轉(zhuǎn)換，滿足變換器高增益功能要求。圖11(b)給出了開關(guān)管電壓電流以及耦合電感原副邊電流波形，可知開關(guān)管的電壓應(yīng)力較低，不足100 V，耦合電感原副邊繞組電流與理論分析相同，進一步說明上述開關(guān)模態(tài)分析的正確性。圖11(c)～圖11(e)為二極管DC、D0、D1、D2、D3、D4的電壓、電流波形，與理論分析基本一致。圖11(f)給出了電容Cc、C1、C2、Cm1、Cm2的電壓波形，與理論計算基本相符。電壓在開關(guān)動作時會有少許波動，這是由于實際電容器的容量有限所致，但這并不影響整個變換器正常工作。

圖11 實驗波形Fig.11 Experimental waveforms

圖12為理論計算與實測電壓增益曲線?？梢钥闯?，理論值與實際值稍有一定的偏差。一方面是因為所提變換器中使用的電容容值并非無窮大，二極管D1的電流與理論分析有些差別，導(dǎo)致計算出的占空比丟失偏大。另一方面，由于功率器件都有壓降，開關(guān)管開關(guān)過程需要一定的時間，導(dǎo)致實測增益會偏小。當(dāng)占空比D小于0.5時，后者的影響較大，當(dāng)占空比D大于0.5時，前者影響較大。

圖12 電壓增益曲線Fig.12 Voltage gain curve

圖13為變換器的效率曲線，最高效率為95.4%，滿載輸出(300 W)最高效率為94.2%。

圖13 效率曲線Fig.13 Efficiency curve

4 結(jié) 論

本文提出了一種可增減開關(guān)電容單元個數(shù)的基于耦合電感的高增益DC/DC變換器，并分析了當(dāng)變換器含有一個開關(guān)電容單元時的詳細(xì)工作過程。最后，通過試驗樣機進行了驗證，理論分析和實驗結(jié)果表明：

1)引入開關(guān)電容單元，提高了該變換器調(diào)節(jié)增益的自由度，使其不僅僅可以通過耦合電感匝比來調(diào)節(jié)增益，還能增減開關(guān)電容單元個數(shù)來改變增益；

2)開關(guān)電容單元的引入，使得在耦合電感匝比較高的情況下，進一步提高增益變得有跡可循；

3)通過增加開關(guān)電容的個數(shù)，一方面能夠提高電壓增益，另一方面還能降低功率器件的電壓應(yīng)力；

4)所有二極管均為零電流關(guān)斷，不存在二極管反向恢復(fù)問題，變換器的可靠性得到提高。