杜剛強，劉濤

1.東方電子股份有限公司，山東 煙臺 264000 2.哈爾濱工程大學(xué) 智能科學(xué)與工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001

逆變器將直流電轉(zhuǎn)換為交流電，在工業(yè)裝備、新能源發(fā)電、家用電器設(shè)備以及軍工國防等領(lǐng)域有廣泛應(yīng)用。為提高逆變器性能，提高功率密度是逆變器研究的一個重要研究方向[1]。傳統(tǒng)的提高逆變器功率密度的方法是通過軟開關(guān)技術(shù)降低開關(guān)管損耗，如文獻[2-3]提出了2 種基于輔助電路實現(xiàn)零電壓開關(guān)(zero voltage switch，ZVS)的方法，但是增加輔助電路的軟開關(guān)方法，既增加了成本，又降低了系統(tǒng)的可靠性。本文并沒有采用傳統(tǒng)的軟開關(guān)方法降低逆變器開關(guān)損耗，而是提出一種降低開關(guān)損耗的新思路，在仍然采用傳統(tǒng)的三相電壓型逆變器拓?fù)涞臈l件下，在不同的時間段(每個時間段對應(yīng)60°相位角)控制不同的開關(guān)管斬波，其余開關(guān)管保持導(dǎo)通和關(guān)斷。由于只有部分開關(guān)管工作在高頻斬波狀態(tài)，因此可以最大限度地減少開關(guān)損耗、提高系統(tǒng)效率。本文所提出的方法通過仿真驗證后，還搭建了2 kW 原理樣機，并進行了實驗驗證，實驗結(jié)果驗證了所提方法的有效性。

1 三相逆變器的新型調(diào)制方法

1.1 三相逆變器拓?fù)浞治?/h3>

三相脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。圖中vDC為直流電源電壓，Cd為輸入濾波電容，逆變橋由6 個絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)開關(guān)管(S1—S6)及開關(guān)管對應(yīng)的反并聯(lián)二極管(D1—D6)組成，La、Lb和Lc為輸出濾波電感值，C1、C2和C3為輸出濾波電容值，為三相電感電流值，Ra、Rb和Rb為負(fù)載電阻值，va、vb和vc為逆變器輸出的三相電壓值。

圖1 三相逆變器拓?fù)?/p>

三相逆變器將直流電轉(zhuǎn)換為三相交流電，基本原理就是調(diào)制波與載波相交后產(chǎn)生PWM 控制信號，控制三相橋臂開關(guān)管的通斷，使其輸出正弦化的三相交流電。逆變器控制的主要目標(biāo)是在減少開關(guān)損耗的情況下降低輸出電壓和電流的諧波[4]。

通過平均開關(guān)模型理論可知：在開關(guān)頻率遠遠高于交流電源的基波頻率時，可認(rèn)為逆變器工作在準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)模式下(quasi-steady-state，QSS)[5]。在一個開關(guān)周期內(nèi)，輸出側(cè)的交流電壓可近似為直流電壓，且濾波電感在一個開關(guān)周期內(nèi)滿足伏秒平衡原理。假設(shè)三相輸出電壓平衡且為標(biāo)準(zhǔn)正弦波，三相濾波電感La=Lb=Lc、三相濾波電容C1=C2=C3；忽略濾波電感電壓與開關(guān)驅(qū)動的死區(qū)，且所有的器件均視為理想器件；根據(jù)圖1 所示的主電路和電路原理可得[6]

式中：va、vb、vc為逆變器輸出電壓，van、vbn、vcn為橋臂輸出對直流電源地的電壓，vno為直流電源地電位與三相負(fù)載公共端電壓。

三相逆變器電壓滿足：

聯(lián)立式(1)和(2)可得

電路穩(wěn)定工作時，van、vbn、vcn在一個開關(guān)周期內(nèi)的平均值為

式中dap、dbp和dcp分別為橋臂上管S1、S3和S5的占空比，下開關(guān)管與上開關(guān)管驅(qū)動互補。由式(4)以及圖1 可以得到如圖2 所示的開關(guān)周期平均模型。

圖2 逆變器開關(guān)周期平均模型

將式(4)代入式(3)中得方程組通解：

式中k1是齊次方程組通解的變量，根據(jù)表達式物理意義可取k1為0.5[7]。將k1=0.5 代入式(5)，即可實現(xiàn)逆變器輸出調(diào)制。

通過控制系統(tǒng)得到三相輸出電壓的給定值，將給定值按照式(6)進行調(diào)制即可實現(xiàn)逆變器控制[8]。

1.2 三相逆變器的分區(qū)間調(diào)制方法

分區(qū)間調(diào)制首先要對逆變器輸出的三相電壓進行區(qū)間劃分，區(qū)間劃分如圖3 所示。根據(jù)圖3 的區(qū)間劃分控制不同開關(guān)管通斷，為了減少開關(guān)損耗，需要按照一定時序控制最少數(shù)量的開關(guān)管斬波。

圖3 區(qū)間劃分示意

如圖3 所示，將1 個三相電源周期分為6 個相等的區(qū)間進行分析，每個區(qū)間60°，根據(jù)電壓分區(qū)確定不同時刻三相電壓中絕對值最大相保持導(dǎo)通或保持關(guān)斷，其余兩相進行斬波[9-11]。以區(qū)間1 為例，b 相橋臂下管保持導(dǎo)通、上管關(guān)斷，a、c 兩相進行斬波，實現(xiàn)減少開關(guān)損耗的目的。在執(zhí)行分區(qū)間控制的同時，同一橋臂的2 個開關(guān)管采用互補的導(dǎo)通方式，且要保證式(6)成立。

以區(qū)間1 和區(qū)間4 為例，上橋臂關(guān)閉、下橋臂開通時對應(yīng)占空比為“0”，上橋臂開通、下橋臂關(guān)閉時對應(yīng)占空比為“1”。結(jié)合式(6)，則區(qū)間1 的占空比表達式滿足式(7)，第4 區(qū)間的占空比表達式滿足式(8)。

式中uar、ubr、ucr為控制器輸出的三相電壓調(diào)制信號。

采用分區(qū)間調(diào)制，盡管有一相出現(xiàn)過調(diào)制，由于三相輸出電壓對稱，在其余兩相的調(diào)節(jié)作用下，仍能保證三相的輸出波形，明顯地提高了直流電壓利用率。同理可得其余區(qū)間的占空比。各分區(qū)間占空比表達式如表1 所示。

表1 分區(qū)間模式下的開關(guān)管占空比

接下來對電路工作狀態(tài)進行分析。以區(qū)間1 為例，b 相橋臂的上管保持關(guān)斷，下管保持導(dǎo)通，a、c 兩相高頻斬波，等效電路如圖4 所示。

圖4 占空比方程在區(qū)間1 的等效電路

由于逆變電路是降壓電路，其本質(zhì)上是一個Buck 電路，可以將a、c 兩相橋臂的下管強制關(guān)斷，只保留反并聯(lián)的二極管，不影響電路的正常運行，此時S1、S5為主開關(guān)管，與直流源、D2、D6和電感構(gòu)成2 個Buck 電路。將開關(guān)管用理想開關(guān)表示，等效電路如圖5(a)所示，同理可得到其余5 個區(qū)間等效電路如圖5(b)—(f)所示。

圖5 6 個區(qū)間的等效電路

根據(jù)以上分析可以得到更少開關(guān)進行斬波的控制策略，不同區(qū)間下每一時刻只有2 個開關(guān)管處于高頻斬波狀態(tài)，其余4 個管子保持導(dǎo)通或保持關(guān)斷。這種節(jié)能控制占空比如表2 所示。

表2 節(jié)能時的分區(qū)間模式下的開關(guān)管占空比

表2 中dap、dbp和dcp分別為橋臂上管S1、S3和S5的占空比，dan、dbn和dcn分別為橋臂上管S2、S4和S6的占空比。

2 分區(qū)間調(diào)制三相逆變器的控制策略

傳統(tǒng)逆變器控制中會將三相輸出電壓作為反饋，在dq坐標(biāo)系下的d軸和q軸同時利用PI 控制器進行校正[12-13]，本文中僅僅在d軸采用了PI 控制器，而令q軸分量直接為零。具體控制系統(tǒng)原理如圖6 所示。

圖6 逆變器控制框圖

圖6 中某一相的鎖相角度θa、θb或θc為程序內(nèi)部通過指針的方式給定輸出電壓相位，將逆變器三相輸出電壓進行dq變換，其中d軸分量為被控制量與電壓幅值給定vref作差，經(jīng)過PI 控制器，輸出作為電流的d軸分量給定iref，與電感電流經(jīng)過dq變換的d軸分量作差，經(jīng)過內(nèi)環(huán)PI 控制器，輸出的udr與強制為0 的q軸分量經(jīng)過dq到a、b、c 相的反變換，在不同分區(qū)區(qū)間上輸出指令信號uar、ubr、ucr，進行單周期的節(jié)能控制，同一時刻只有2 個開關(guān)管高頻斬波，其余開關(guān)管保持導(dǎo)通或者保持關(guān)斷。通過減少同時進行高頻斬波的開關(guān)管數(shù)量來降低開關(guān)損耗。

以區(qū)間3 和區(qū)間4 為例分析區(qū)間3 到區(qū)間4 切換過程的換流情況。在分區(qū)間調(diào)制模式下的區(qū)間切換處，以往采用dq變換d軸、q軸2 個分量同時進行PI 控制，由于采樣誤差和延時等的影響，將會導(dǎo)致q軸分量經(jīng)PI 調(diào)節(jié)器后的輸出結(jié)果大于0，d軸與q軸分量通過PI 控制器后進行dq到ABC 相反變換，得到的調(diào)制波相位將超前于電壓相位。q軸分量大于零，將會導(dǎo)致反變換得到的調(diào)制波超前于電壓相位，即控制上已經(jīng)進入?yún)^(qū)間4 的控制方式，但是實際的電流還在按照區(qū)間3 對應(yīng)的圖4(c)電路工作，導(dǎo)致電感內(nèi)電流直接降為零，使波形在過零點處出現(xiàn)畸變。強制q軸分量為零后可以保證調(diào)制波與用于區(qū)間劃分的電壓同相位，能夠有效減小逆變器輸出波形畸變。

3 仿真和實驗驗證

3.1 仿真驗證

通過搭建三相逆變器系統(tǒng)驗證控制方案。仿真中具體參數(shù)為：直流電壓400 V，濾波電感1 mH，可調(diào)電阻器負(fù)載。當(dāng)采用分區(qū)間調(diào)制且q軸采用PI 控制的控制策略時，1 個周期中6 個區(qū)間的三相驅(qū)動及對部分區(qū)域放大后波形圖和三相中a 相的電壓、電流仿真波形圖以及a 相電壓頻譜圖分別如圖7—圖9 所示，圖7 中每區(qū)間時間為3.33 ms。

圖7 一個周期中不同區(qū)間的開關(guān)信號及部分放大波形

圖9 uqr＞0 時的a 相電壓頻譜

根據(jù)圖8 可以看出在不同分區(qū)的區(qū)間交界處出現(xiàn)波形畸變的情況，圖9 中a 相電壓的基頻50 Hz 的幅值為310.9，總諧波畸變(total harmonic distortion,THD)為2.06%。由控制策略分析部分可知，為了解決這種畸變，可以令q軸分量為0。當(dāng)采用分區(qū)間調(diào)制且q軸分量為零時，三相中a 相的電壓、電流仿真波形圖以及a 相電壓頻譜圖分別如圖10 和圖11 所示。

圖8 uqr＞0 時的a 相電壓和電流仿真結(jié)果

圖10 uqr=0 時的a 相電壓和電流仿真結(jié)果

圖11 uqr=0 時的a 相電壓頻譜

對比圖8 和圖10 的仿真結(jié)果可以看出電壓波形得到明顯改善；對比圖9 和圖11 可知，采用q軸電壓直接給零的控制策略后，q軸分量為零后，輸出電壓的THD 值由2.06%降為0.65%，電壓波形的諧波含量得到明顯的減小，以上仿真結(jié)果初步驗證了所提出理論的正確性。

3.2 實驗驗證

實驗搭建了三相逆變器的原理樣機，如圖12所示。直流輸入電壓為400 V、濾波電感為1 mH，開關(guān)頻率為20 kHz，給定輸出電壓為150 V。調(diào)節(jié)負(fù)載電阻的大小，分別測得500 W 和2 kW 工況下的2 組實驗波形如圖13 和圖14 所示。

圖12 硬件實驗電路

圖13 輕載500 W 時a 相電壓和電流的實驗波形

圖14 加載至2 kW 時a 相電壓和電流的實驗波形

通過圖13 中的(a)、(b)對比以及圖14 中的(a)、(b)對比可以看出，通過設(shè)置q軸分量為零能夠減少電壓電流波形的畸變，從控制上避免了調(diào)制波的超前。通過實驗波形得到的結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，采用提出的控制策略實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，在穩(wěn)定輸出的基礎(chǔ)上最大限度地減少了開關(guān)損耗。

為了驗證開關(guān)損耗的降低情況，實驗過程對傳統(tǒng)的三相逆變器即三相均采用高頻載波調(diào)制的逆變器與本文提出的調(diào)制方式進行了對比，變換器的效率變化情況如圖15 所示。由實驗結(jié)果可知，本文提出的調(diào)制方式效率高于傳統(tǒng)的調(diào)制方式。

圖15 變換器效率實驗結(jié)果

4 結(jié)論

本文研究了三相逆變器的分區(qū)間調(diào)制方法，該方法在同一時刻只有兩相開關(guān)管高頻斬波，大大減小了逆變器開關(guān)損耗。在分析拓?fù)涔ぷ髟磉^程中，將三相逆變器拓?fù)湓诟鞣謪^(qū)間等效為buck 電路，使分析變得簡單易懂。采用分區(qū)間調(diào)制后，輸出電壓電流波形在區(qū)間切換處產(chǎn)生畸變，為減小畸變，本文分析了輸出波形產(chǎn)生畸變的原因，并提出了q軸直接給零的控制方法，減小了波形畸變情況。采用仿真和實驗驗證了所提出調(diào)制策略以及控制策略的正確性。

經(jīng)過仿真和實驗結(jié)果證明，研究的這種分區(qū)間的調(diào)制方法，在同一時刻只有兩相開關(guān)管高頻斬波，大大減小了逆變器開關(guān)損耗，并且采用q軸直接給零的控制方法，能夠有效減小輸出波形的畸變，提高系統(tǒng)的控制性能。