尹 波，黃倩倩，張曉玲，劉伽利，夏季禾，張玉瑤，梁景瑞

(重慶郵電大學光電工程學院，重慶 400065)

隨著無線通信技術的迅速發(fā)展，射頻器件被要求具有更優(yōu)的性能。作為射頻器件的主要元件之一，帶通濾波器被要求具有更緊湊的結(jié)構(gòu)，更好的濾波性能以及便于集成?；刹▽ЫY(jié)構(gòu)集合了平面微帶線與金屬矩形波導的優(yōu)勢于一體，具有價格低廉，低輻射損耗，低插入損耗，高品質(zhì)因數(shù)以及結(jié)構(gòu)緊湊的優(yōu)勢[1]。此外，5G 通信技術的逐漸普及，包括中國在內(nèi)的很多國家都開始著手研究6G 通信技術，這意味著射頻器件將會被要求在更高的頻率下工作?；刹▽ЫY(jié)構(gòu)的出現(xiàn)極大地促進了微波濾波器的發(fā)展，尤其是應用于高頻段的帶通濾波器的發(fā)展。為了實現(xiàn)更好的濾波性能，學者們提出了將基片集成波導結(jié)構(gòu)與其他結(jié)構(gòu)相結(jié)合的多種設計方法。

目前，大多數(shù)單通帶濾波器通過引入互補諧振環(huán)，微擾金屬通孔和耦合槽進行設計，而雙通帶帶通濾波器則更多考慮采用缺陷地結(jié)構(gòu)，雙模技術，以及多層結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)[2－13]。文獻[2]中，作者采用基片集成波導技術和共面波導技術設計了一款寬阻帶的帶通濾波器。整個設計通過在諧振腔的中心位置放置金屬通孔抑制高階模式，從而實現(xiàn)寬阻帶性能，但是由于電磁泄露使得濾波器的插入損耗過大。文獻[3]通過調(diào)節(jié)腔內(nèi)TE101模式和TE102模式的耦合強度實現(xiàn)寬阻帶性能，但是濾波器的下阻帶性能不佳。文獻[4]通過在圓形基片集成波導諧振腔中加入微擾金屬通孔和槽結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了一款能夠調(diào)節(jié)中心頻率和帶寬的帶通濾波器，但是缺少傳輸零點，從而濾波器的濾波性能并不突出。文獻[3]中的雙通帶濾波器具有低損耗、結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點，但是上阻帶的帶外抑制能力較弱，帶外抑制能力小于30 dB。文獻[5]通過在矩形基片集成波導諧振腔中加入E 型槽結(jié)構(gòu)得到一款能夠控制中心頻率的小型雙通帶濾波器，但是E 型槽結(jié)構(gòu)導致了較大的輻射損耗，使得帶外抑制性能惡化。一般情況下，采用微帶線結(jié)構(gòu)設計的帶通濾波器能夠獲得更好的濾波性能，但這主要適用于低頻的情況。通過文獻調(diào)研，研究應用于高頻的濾波器較少，尤其是運用于Ku 波段。傳統(tǒng)的濾波器設計方法在高頻段情況下也不再完全適用。因此，設計出結(jié)構(gòu)緊湊，低損耗，帶外抑制性能良好的，應用于高頻段的帶通濾波器具有一定的意義和實用價值。

本文提出了一款基于非對稱互補諧振環(huán)和基片集成波導技術的新穎結(jié)構(gòu)，并利用該結(jié)構(gòu)設計了具有良好上阻帶性能的單，雙通帶濾波器。該結(jié)構(gòu)由矩形基片集成波導諧振腔組成，結(jié)合了共面波導技術，在接地面上加載了一對非對稱的互補諧振環(huán)。本文采用基片集成波導結(jié)構(gòu)以適應于高頻，利用非對稱互補諧振環(huán)對高階模式的影響獲得寬阻帶性能。設計的濾波器抑制了高階模態(tài)，并使無用的諧振頻率移向較低的頻率，使得濾波器具有更好的帶外抑制性能。此外，該結(jié)構(gòu)在不改變整個腔的尺寸的前提下，通過調(diào)整兩個非對稱的互補諧振環(huán)的相對位置實現(xiàn)了單通帶與雙通帶的轉(zhuǎn)換。帶寬和中心頻率可以靈活調(diào)控。雙通帶濾波器可靈活調(diào)整兩個通帶間的阻帶寬度，使該結(jié)構(gòu)適用于更多的頻帶。設計的濾波器可用于現(xiàn)代衛(wèi)星廣播通信的上行和下行頻段。

1 帶通濾波器的設計和分析

基片集成波導結(jié)構(gòu)是一種類波導結(jié)構(gòu)。通過在介質(zhì)基板的上下兩面覆蓋金屬層和兩列周期性的金屬通孔組成其基本結(jié)構(gòu)。由于其結(jié)構(gòu)的特殊性，只能傳輸橫電場模式。圖1(a)描述了由兩個方形腔構(gòu)成的矩形腔的激發(fā)模式的電場分布。由圖可知，通過在方形腔之間設計磁耦合窗口使得TE10Z(Z 為奇數(shù))模式發(fā)生了輕微的改變。采用共面波導技術(CPW)使模式1 和模式2 相互靠近，形成一個通帶。如圖1(b)所示，與不采用共面波導結(jié)構(gòu)相比較，模式3 的激發(fā)程度更高。單通帶濾波器的中心頻率為11.075 GHz，帶寬為750 MHz。雙通帶濾波器的中心頻率分別為11.45 GHz，14.25 GHz，帶寬均為500 MHz。兩個濾波器的設計均采用相對介電常數(shù)為3.3，損耗正切為0.002，厚度為0.508 mm 的Rogers RO 4533 介質(zhì)基板，上下兩層覆蓋的金屬厚度是20 μm。

圖1 S1W 腔內(nèi)的電場分布和CPW 結(jié)構(gòu)的影響

1.1 非對稱互補諧振

本文在傳統(tǒng)互補諧振環(huán)的基礎上，提出了一種新型的非對稱互補諧振環(huán)結(jié)構(gòu)。利用傳統(tǒng)的互補諧振環(huán)的諧振特性，可以實現(xiàn)在不增加微波電路面積的情況下提高微波電路的性能，實現(xiàn)器件的小型化。與傳統(tǒng)的互補諧振環(huán)相比，非對稱的互補諧振環(huán)增加了一個額外的可調(diào)變量，可以更大程度影響諧振腔內(nèi)的電場分布，實現(xiàn)單通帶與雙通帶的轉(zhuǎn)換。在單通帶濾波器和雙通帶濾波器的設計中分別作為微擾元件和諧振元件工作。此外，在作為諧振元件時，非對稱互補開口諧振環(huán)與模式1，模式2 耦合，形成第二個通帶。

圖2 是非對稱互補開口諧振環(huán)結(jié)構(gòu)的示意圖。

圖2 非對稱互補諧振環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖

由圖3(a)可知，通帶的中心頻率受到諧振環(huán)的外半徑長度影響。隨著外半徑r的逐漸增大，第一通帶的中心頻率f1近似線性地下降，而第二通帶的中心頻率f2先下降，當外半徑r大于1.3 mm 后幾乎保持不變。在外半徑r由1 mm 增加到1.7 mm，f1從14.06 GHz 下降到8.50 GHz，f2從18.6 GHz 下降到16.10 GHz。這是因為非對稱互補諧振環(huán)的尺寸大小影響著諧振腔類的電場分布。非對稱互補諧振環(huán)的尺寸越大，則電場最大值越靠近基片集成波導的中間位置(中間位置為模式1 和模式2 的電場最大值)。因此外半徑r長度的大小對f1的影響比f2的大。此外，隨著環(huán)的開口寬度g增大，模式的諧振頻率向高頻移動，這由圖3(b)可得。在雙通帶濾波器中，非對稱互補開口諧振環(huán)作為諧振器工作，因此第二通帶受到的影響較第一通帶更大。

圖3 不同外半徑r 和開口寬度g 下的頻率響應

非對稱互補開口諧振環(huán)在沿B－B1方向越靠近饋電端口，中心頻率f1向低頻移動，中心頻率f2向高頻移動。由圖4(a)可得，當o1的數(shù)值由－2 變?yōu)? 時，f1由14.07 GHz 下降到13.32 GHz，f2由15.85 GHz 上升到17.34 GHz，兩通帶間的阻帶寬度可靈活調(diào)控，實現(xiàn)1.78 GHz 到4.02 GHz 的變化。當兩個諧振環(huán)沿A－A1方向的橫向距離改變時，諧振環(huán)與模式2 的耦合將受到一定程度的影響。如圖4(b)所示，隨著兩個諧振環(huán)的相互遠離，諧振環(huán)的作用可視為由微擾元件轉(zhuǎn)變?yōu)橹C振元件，則實現(xiàn)單通帶到雙通帶的轉(zhuǎn)換。

圖4 互補諧振環(huán)的相對位置對頻率響應的影響

1.2 帶通濾波器

圖5 所示為設計的濾波器結(jié)構(gòu)示意圖。該類濾波器由兩個并排放置的同尺寸的基片集成波導方形腔組成。在輸入輸出端口處采用共面波導技術實現(xiàn)通帶特性，同時也使輸入輸出端口具有更好的匹配，以提高帶內(nèi)性能。在改變非對稱互補諧振環(huán)的相對位置和尺寸時，為了滿足每個方形腔內(nèi)的模態(tài)產(chǎn)生相同的影響，采用了輸入輸出端口的位置不在同一水平線的設計方法。兩個方形腔通過設計的磁耦合窗口進行耦合，通過調(diào)節(jié)耦合窗口的寬度n來控制耦合的強度，從而調(diào)控濾波器的中心頻率和帶寬，如圖6(a)所示。隨著窗口寬度n變寬，中心頻率向低頻移動，帶寬增加。此外，選擇介質(zhì)的厚度不同時如圖6(b)所示，第一通帶的中心頻率跟帶寬不同，這也側(cè)面證實第一通帶由基模產(chǎn)生。

圖5 濾波器結(jié)構(gòu)圖

圖6 不同的n 和h 下頻率響應

基于上述分析，如圖7(a)所示的拓撲結(jié)構(gòu)被提出。通帶由模式1 和模式2 之間的耦合產(chǎn)生。加載的非對稱互補諧振環(huán)影響了腔內(nèi)基模和高次模的電場分布，尤其是模式3(如圖7(b)所示)，這使得模式3 的諧振頻率向低頻移動。此時，非對稱互補諧振環(huán)可視為微擾元件。在不改變?yōu)V波器整體尺寸的前提下，中心頻率能夠通過調(diào)整諧振環(huán)的開口寬度進行調(diào)節(jié)。同時，高次模被抑制，從而得到4 個有限的傳輸零點，這使得設計的單通帶濾波器具有寬阻帶。傳輸零點1，2，3 是通過非對稱的互補諧振環(huán)實現(xiàn)。傳輸零點4 由一對正交模式TE102和TE201的耦合產(chǎn)生。

圖7 單通帶濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)和模式3 的電場分布

本文提出的整體基本結(jié)構(gòu)同樣也適用于雙通帶濾波器的設計。圖8(a)為雙通帶濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)示意圖。第一通帶的產(chǎn)生原理與上述設計的單通帶濾波器的通帶產(chǎn)生原理一樣。圖8(b)為各個模式諧振時的電場分布示意圖。模式1 和模式2 與非對稱互補諧振環(huán)相互作用激發(fā)新的模式11，模式21，形成第二通帶。此時，非對稱互補諧振環(huán)可視為諧振元件，其諧振特性受到模式1 和模式2 的影響。隨著o1的值由－2.0 變?yōu)?.0，兩個通帶的中心頻率比f2/f1可從1.12 變到1.30。隨著諧振環(huán)的外半徑r由1.0 mm 增寬到1.7 mm，兩個通帶的中心頻率比f2/f1可從1.32 增大到1.89。整體最大中心頻率比可達到1.89。與上述單通帶濾波器類似，非對稱互補諧振環(huán)抑制高次模，產(chǎn)生4 個有限傳輸零點。其中，第二個傳輸零點由模式2 和新激發(fā)的模式21耦合得到。

圖8 雙通帶濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)和各模式電場分布

2 加工和測試

為了驗證上述設計的可行性，本文對兩個帶通濾波器進行加工和測試。仿真和測試的結(jié)果對比如圖9(a)和9(b)所示。針對單通帶濾波器，測試結(jié)果與仿真結(jié)果相比較，回波損耗有所惡化，中心頻點處的回波損耗由20 dB 降為優(yōu)于14 dB；帶寬增加了20 MHz；最小插入損耗也有所差別，由0.7 dB 升為1.2 dB；4 個傳輸零點的位置由12.25 GHz，13.40 GHz，16.64 GHz，21.22 GHz 對應變?yōu)?2.29 GHz，13.87 GHz，17.15 GHz，20.09 GHz。從11.25 GHz 到23.35 GHz，帶外抑制優(yōu)于23 dB；從12.29 GHz 到22.08 GHz，帶外抑制優(yōu)于20 dB。針對雙通帶濾波器，測試結(jié)果表明兩個通帶的帶內(nèi)回波損耗優(yōu)于13 dB，帶內(nèi)最小插入損耗分別為1.2 dB，1.5 dB。與仿真結(jié)果相比較，插入損耗與回波損耗均有不同程度的惡化。第二通帶的帶寬減小了22 MHz，且傳輸零點的位置有輕微變化。通過分析仿真與測試的誤差原因可得到以下結(jié)論:(1)回波損耗和插入損耗的誤差主要由操作和測試誤差造成，尤其是焊接操作；(2)帶寬的誤差可能由介質(zhì)基板RO 4533 的介電常數(shù)有浮動造成，仿真時設定的介電常數(shù)為3.3，實際上該基板的介電常數(shù)由于制造的工藝誤差為3.3±0.08；(3)測試結(jié)果可能受到測試環(huán)境的影響。雖然仿真結(jié)果與測試結(jié)果存在些許偏差，但是兩者整體的變化趨勢基本一致。本文設計的濾波器與其他濾波器的區(qū)別見表1 和表2，由此可得到該濾波器在回波損耗，插入損耗，傳輸零點和尺寸方面均具有一定優(yōu)勢。

圖9 單通帶濾波器的仿真和測試結(jié)果

表1 單通帶濾波器與其他濾波器的比較

表2 雙通帶濾波器與其他濾波器的比較

3 結(jié)論

本文提出了一款新穎且簡單的濾波器結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)加載了一對非對稱的互補諧振環(huán)，具有良好的帶外抑制能力，且能夠在不改變整體尺寸的前提下僅僅通過調(diào)節(jié)兩個諧振環(huán)的相對位置實現(xiàn)單通帶與雙通帶的轉(zhuǎn)換。此外通過對高次模進行抑制得到寬阻帶性能，通過引入傳輸零點實現(xiàn)良好的帶外抑制能力。本文所設計的濾波器具有低插入損耗，高回波損耗，緊湊結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢。對于雙通帶濾波器，還具有良好的通帶隔離度。