尹 波，黃倩倩，張曉玲，劉伽利，夏季禾，張玉瑤，梁景瑞

(重慶郵電大學(xué)光電工程學(xué)院，重慶 400065)

隨著無線通信技術(shù)的迅速發(fā)展，射頻器件被要求具有更優(yōu)的性能。作為射頻器件的主要元件之一，帶通濾波器被要求具有更緊湊的結(jié)構(gòu)，更好的濾波性能以及便于集成。基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)集合了平面微帶線與金屬矩形波導(dǎo)的優(yōu)勢(shì)于一體，具有價(jià)格低廉，低輻射損耗，低插入損耗，高品質(zhì)因數(shù)以及結(jié)構(gòu)緊湊的優(yōu)勢(shì)[1]。此外，5G 通信技術(shù)的逐漸普及，包括中國(guó)在內(nèi)的很多國(guó)家都開始著手研究6G 通信技術(shù)，這意味著射頻器件將會(huì)被要求在更高的頻率下工作?；刹▽?dǎo)結(jié)構(gòu)的出現(xiàn)極大地促進(jìn)了微波濾波器的發(fā)展，尤其是應(yīng)用于高頻段的帶通濾波器的發(fā)展。為了實(shí)現(xiàn)更好的濾波性能，學(xué)者們提出了將基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)與其他結(jié)構(gòu)相結(jié)合的多種設(shè)計(jì)方法。

目前，大多數(shù)單通帶濾波器通過引入互補(bǔ)諧振環(huán)，微擾金屬通孔和耦合槽進(jìn)行設(shè)計(jì)，而雙通帶帶通濾波器則更多考慮采用缺陷地結(jié)構(gòu)，雙模技術(shù)，以及多層結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)[2－13]。文獻(xiàn)[2]中，作者采用基片集成波導(dǎo)技術(shù)和共面波導(dǎo)技術(shù)設(shè)計(jì)了一款寬阻帶的帶通濾波器。整個(gè)設(shè)計(jì)通過在諧振腔的中心位置放置金屬通孔抑制高階模式，從而實(shí)現(xiàn)寬阻帶性能，但是由于電磁泄露使得濾波器的插入損耗過大。文獻(xiàn)[3]通過調(diào)節(jié)腔內(nèi)TE101模式和TE102模式的耦合強(qiáng)度實(shí)現(xiàn)寬阻帶性能，但是濾波器的下阻帶性能不佳。文獻(xiàn)[4]通過在圓形基片集成波導(dǎo)諧振腔中加入微擾金屬通孔和槽結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了一款能夠調(diào)節(jié)中心頻率和帶寬的帶通濾波器，但是缺少傳輸零點(diǎn)，從而濾波器的濾波性能并不突出。文獻(xiàn)[3]中的雙通帶濾波器具有低損耗、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但是上阻帶的帶外抑制能力較弱，帶外抑制能力小于30 dB。文獻(xiàn)[5]通過在矩形基片集成波導(dǎo)諧振腔中加入E 型槽結(jié)構(gòu)得到一款能夠控制中心頻率的小型雙通帶濾波器，但是E 型槽結(jié)構(gòu)導(dǎo)致了較大的輻射損耗，使得帶外抑制性能惡化。一般情況下，采用微帶線結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的帶通濾波器能夠獲得更好的濾波性能，但這主要適用于低頻的情況。通過文獻(xiàn)調(diào)研，研究應(yīng)用于高頻的濾波器較少，尤其是運(yùn)用于Ku 波段。傳統(tǒng)的濾波器設(shè)計(jì)方法在高頻段情況下也不再完全適用。因此，設(shè)計(jì)出結(jié)構(gòu)緊湊，低損耗，帶外抑制性能良好的，應(yīng)用于高頻段的帶通濾波器具有一定的意義和實(shí)用價(jià)值。

本文提出了一款基于非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)和基片集成波導(dǎo)技術(shù)的新穎結(jié)構(gòu)，并利用該結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了具有良好上阻帶性能的單，雙通帶濾波器。該結(jié)構(gòu)由矩形基片集成波導(dǎo)諧振腔組成，結(jié)合了共面波導(dǎo)技術(shù)，在接地面上加載了一對(duì)非對(duì)稱的互補(bǔ)諧振環(huán)。本文采用基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)以適應(yīng)于高頻，利用非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)對(duì)高階模式的影響獲得寬阻帶性能。設(shè)計(jì)的濾波器抑制了高階模態(tài)，并使無用的諧振頻率移向較低的頻率，使得濾波器具有更好的帶外抑制性能。此外，該結(jié)構(gòu)在不改變整個(gè)腔的尺寸的前提下，通過調(diào)整兩個(gè)非對(duì)稱的互補(bǔ)諧振環(huán)的相對(duì)位置實(shí)現(xiàn)了單通帶與雙通帶的轉(zhuǎn)換。帶寬和中心頻率可以靈活調(diào)控。雙通帶濾波器可靈活調(diào)整兩個(gè)通帶間的阻帶寬度，使該結(jié)構(gòu)適用于更多的頻帶。設(shè)計(jì)的濾波器可用于現(xiàn)代衛(wèi)星廣播通信的上行和下行頻段。

1 帶通濾波器的設(shè)計(jì)和分析

基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)是一種類波導(dǎo)結(jié)構(gòu)。通過在介質(zhì)基板的上下兩面覆蓋金屬層和兩列周期性的金屬通孔組成其基本結(jié)構(gòu)。由于其結(jié)構(gòu)的特殊性，只能傳輸橫電場(chǎng)模式。圖1(a)描述了由兩個(gè)方形腔構(gòu)成的矩形腔的激發(fā)模式的電場(chǎng)分布。由圖可知，通過在方形腔之間設(shè)計(jì)磁耦合窗口使得TE10Z(Z 為奇數(shù))模式發(fā)生了輕微的改變。采用共面波導(dǎo)技術(shù)(CPW)使模式1 和模式2 相互靠近，形成一個(gè)通帶。如圖1(b)所示，與不采用共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)相比較，模式3 的激發(fā)程度更高。單通帶濾波器的中心頻率為11.075 GHz，帶寬為750 MHz。雙通帶濾波器的中心頻率分別為11.45 GHz，14.25 GHz，帶寬均為500 MHz。兩個(gè)濾波器的設(shè)計(jì)均采用相對(duì)介電常數(shù)為3.3，損耗正切為0.002，厚度為0.508 mm 的Rogers RO 4533 介質(zhì)基板，上下兩層覆蓋的金屬厚度是20 μm。

圖1 S1W 腔內(nèi)的電場(chǎng)分布和CPW 結(jié)構(gòu)的影響

1.1 非對(duì)稱互補(bǔ)諧振

本文在傳統(tǒng)互補(bǔ)諧振環(huán)的基礎(chǔ)上，提出了一種新型的非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)結(jié)構(gòu)。利用傳統(tǒng)的互補(bǔ)諧振環(huán)的諧振特性，可以實(shí)現(xiàn)在不增加微波電路面積的情況下提高微波電路的性能，實(shí)現(xiàn)器件的小型化。與傳統(tǒng)的互補(bǔ)諧振環(huán)相比，非對(duì)稱的互補(bǔ)諧振環(huán)增加了一個(gè)額外的可調(diào)變量，可以更大程度影響諧振腔內(nèi)的電場(chǎng)分布，實(shí)現(xiàn)單通帶與雙通帶的轉(zhuǎn)換。在單通帶濾波器和雙通帶濾波器的設(shè)計(jì)中分別作為微擾元件和諧振元件工作。此外，在作為諧振元件時(shí)，非對(duì)稱互補(bǔ)開口諧振環(huán)與模式1，模式2 耦合，形成第二個(gè)通帶。

圖2 是非對(duì)稱互補(bǔ)開口諧振環(huán)結(jié)構(gòu)的示意圖。

圖2 非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖

由圖3(a)可知，通帶的中心頻率受到諧振環(huán)的外半徑長(zhǎng)度影響。隨著外半徑r的逐漸增大，第一通帶的中心頻率f1近似線性地下降，而第二通帶的中心頻率f2先下降，當(dāng)外半徑r大于1.3 mm 后幾乎保持不變。在外半徑r由1 mm 增加到1.7 mm，f1從14.06 GHz 下降到8.50 GHz，f2從18.6 GHz 下降到16.10 GHz。這是因?yàn)榉菍?duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)的尺寸大小影響著諧振腔類的電場(chǎng)分布。非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)的尺寸越大，則電場(chǎng)最大值越靠近基片集成波導(dǎo)的中間位置(中間位置為模式1 和模式2 的電場(chǎng)最大值)。因此外半徑r長(zhǎng)度的大小對(duì)f1的影響比f2的大。此外，隨著環(huán)的開口寬度g增大，模式的諧振頻率向高頻移動(dòng)，這由圖3(b)可得。在雙通帶濾波器中，非對(duì)稱互補(bǔ)開口諧振環(huán)作為諧振器工作，因此第二通帶受到的影響較第一通帶更大。

圖3 不同外半徑r 和開口寬度g 下的頻率響應(yīng)

非對(duì)稱互補(bǔ)開口諧振環(huán)在沿B－B1方向越靠近饋電端口，中心頻率f1向低頻移動(dòng)，中心頻率f2向高頻移動(dòng)。由圖4(a)可得，當(dāng)o1的數(shù)值由－2 變?yōu)? 時(shí)，f1由14.07 GHz 下降到13.32 GHz，f2由15.85 GHz 上升到17.34 GHz，兩通帶間的阻帶寬度可靈活調(diào)控，實(shí)現(xiàn)1.78 GHz 到4.02 GHz 的變化。當(dāng)兩個(gè)諧振環(huán)沿A－A1方向的橫向距離改變時(shí)，諧振環(huán)與模式2 的耦合將受到一定程度的影響。如圖4(b)所示，隨著兩個(gè)諧振環(huán)的相互遠(yuǎn)離，諧振環(huán)的作用可視為由微擾元件轉(zhuǎn)變?yōu)橹C振元件，則實(shí)現(xiàn)單通帶到雙通帶的轉(zhuǎn)換。

圖4 互補(bǔ)諧振環(huán)的相對(duì)位置對(duì)頻率響應(yīng)的影響

1.2 帶通濾波器

圖5 所示為設(shè)計(jì)的濾波器結(jié)構(gòu)示意圖。該類濾波器由兩個(gè)并排放置的同尺寸的基片集成波導(dǎo)方形腔組成。在輸入輸出端口處采用共面波導(dǎo)技術(shù)實(shí)現(xiàn)通帶特性，同時(shí)也使輸入輸出端口具有更好的匹配，以提高帶內(nèi)性能。在改變非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)的相對(duì)位置和尺寸時(shí)，為了滿足每個(gè)方形腔內(nèi)的模態(tài)產(chǎn)生相同的影響，采用了輸入輸出端口的位置不在同一水平線的設(shè)計(jì)方法。兩個(gè)方形腔通過設(shè)計(jì)的磁耦合窗口進(jìn)行耦合，通過調(diào)節(jié)耦合窗口的寬度n來控制耦合的強(qiáng)度，從而調(diào)控濾波器的中心頻率和帶寬，如圖6(a)所示。隨著窗口寬度n變寬，中心頻率向低頻移動(dòng)，帶寬增加。此外，選擇介質(zhì)的厚度不同時(shí)如圖6(b)所示，第一通帶的中心頻率跟帶寬不同，這也側(cè)面證實(shí)第一通帶由基模產(chǎn)生。

圖5 濾波器結(jié)構(gòu)圖

圖6 不同的n 和h 下頻率響應(yīng)

基于上述分析，如圖7(a)所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被提出。通帶由模式1 和模式2 之間的耦合產(chǎn)生。加載的非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)影響了腔內(nèi)基模和高次模的電場(chǎng)分布，尤其是模式3(如圖7(b)所示)，這使得模式3 的諧振頻率向低頻移動(dòng)。此時(shí)，非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)可視為微擾元件。在不改變?yōu)V波器整體尺寸的前提下，中心頻率能夠通過調(diào)整諧振環(huán)的開口寬度進(jìn)行調(diào)節(jié)。同時(shí)，高次模被抑制，從而得到4 個(gè)有限的傳輸零點(diǎn)，這使得設(shè)計(jì)的單通帶濾波器具有寬阻帶。傳輸零點(diǎn)1，2，3 是通過非對(duì)稱的互補(bǔ)諧振環(huán)實(shí)現(xiàn)。傳輸零點(diǎn)4 由一對(duì)正交模式TE102和TE201的耦合產(chǎn)生。

圖7 單通帶濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和模式3 的電場(chǎng)分布

本文提出的整體基本結(jié)構(gòu)同樣也適用于雙通帶濾波器的設(shè)計(jì)。圖8(a)為雙通帶濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。第一通帶的產(chǎn)生原理與上述設(shè)計(jì)的單通帶濾波器的通帶產(chǎn)生原理一樣。圖8(b)為各個(gè)模式諧振時(shí)的電場(chǎng)分布示意圖。模式1 和模式2 與非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)相互作用激發(fā)新的模式11，模式21，形成第二通帶。此時(shí)，非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)可視為諧振元件，其諧振特性受到模式1 和模式2 的影響。隨著o1的值由－2.0 變?yōu)?.0，兩個(gè)通帶的中心頻率比f2/f1可從1.12 變到1.30。隨著諧振環(huán)的外半徑r由1.0 mm 增寬到1.7 mm，兩個(gè)通帶的中心頻率比f2/f1可從1.32 增大到1.89。整體最大中心頻率比可達(dá)到1.89。與上述單通帶濾波器類似，非對(duì)稱互補(bǔ)諧振環(huán)抑制高次模，產(chǎn)生4 個(gè)有限傳輸零點(diǎn)。其中，第二個(gè)傳輸零點(diǎn)由模式2 和新激發(fā)的模式21耦合得到。

圖8 雙通帶濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和各模式電場(chǎng)分布

2 加工和測(cè)試

為了驗(yàn)證上述設(shè)計(jì)的可行性，本文對(duì)兩個(gè)帶通濾波器進(jìn)行加工和測(cè)試。仿真和測(cè)試的結(jié)果對(duì)比如圖9(a)和9(b)所示。針對(duì)單通帶濾波器，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果相比較，回波損耗有所惡化，中心頻點(diǎn)處的回波損耗由20 dB 降為優(yōu)于14 dB；帶寬增加了20 MHz；最小插入損耗也有所差別，由0.7 dB 升為1.2 dB；4 個(gè)傳輸零點(diǎn)的位置由12.25 GHz，13.40 GHz，16.64 GHz，21.22 GHz 對(duì)應(yīng)變?yōu)?2.29 GHz，13.87 GHz，17.15 GHz，20.09 GHz。從11.25 GHz 到23.35 GHz，帶外抑制優(yōu)于23 dB；從12.29 GHz 到22.08 GHz，帶外抑制優(yōu)于20 dB。針對(duì)雙通帶濾波器，測(cè)試結(jié)果表明兩個(gè)通帶的帶內(nèi)回波損耗優(yōu)于13 dB，帶內(nèi)最小插入損耗分別為1.2 dB，1.5 dB。與仿真結(jié)果相比較，插入損耗與回波損耗均有不同程度的惡化。第二通帶的帶寬減小了22 MHz，且傳輸零點(diǎn)的位置有輕微變化。通過分析仿真與測(cè)試的誤差原因可得到以下結(jié)論:(1)回波損耗和插入損耗的誤差主要由操作和測(cè)試誤差造成，尤其是焊接操作；(2)帶寬的誤差可能由介質(zhì)基板RO 4533 的介電常數(shù)有浮動(dòng)造成，仿真時(shí)設(shè)定的介電常數(shù)為3.3，實(shí)際上該基板的介電常數(shù)由于制造的工藝誤差為3.3±0.08；(3)測(cè)試結(jié)果可能受到測(cè)試環(huán)境的影響。雖然仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果存在些許偏差，但是兩者整體的變化趨勢(shì)基本一致。本文設(shè)計(jì)的濾波器與其他濾波器的區(qū)別見表1 和表2，由此可得到該濾波器在回波損耗，插入損耗，傳輸零點(diǎn)和尺寸方面均具有一定優(yōu)勢(shì)。

圖9 單通帶濾波器的仿真和測(cè)試結(jié)果

表1 單通帶濾波器與其他濾波器的比較

表2 雙通帶濾波器與其他濾波器的比較

3 結(jié)論

本文提出了一款新穎且簡(jiǎn)單的濾波器結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)加載了一對(duì)非對(duì)稱的互補(bǔ)諧振環(huán)，具有良好的帶外抑制能力，且能夠在不改變整體尺寸的前提下僅僅通過調(diào)節(jié)兩個(gè)諧振環(huán)的相對(duì)位置實(shí)現(xiàn)單通帶與雙通帶的轉(zhuǎn)換。此外通過對(duì)高次模進(jìn)行抑制得到寬阻帶性能，通過引入傳輸零點(diǎn)實(shí)現(xiàn)良好的帶外抑制能力。本文所設(shè)計(jì)的濾波器具有低插入損耗，高回波損耗，緊湊結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)。對(duì)于雙通帶濾波器，還具有良好的通帶隔離度。