文偉仲，舒 杰，王 浩，王志明，江才俊

CLLC諧振變換器調(diào)頻-擴(kuò)展移相控制研究*

文偉仲1,2,3，舒 杰1,3?，王 浩1,3，王志明4，江才俊4

（1. 中國(guó)科學(xué)院廣州能源研究所，廣州 510640；2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049；3. 廣東省新能源和可再生能源研究開(kāi)發(fā)與應(yīng)用重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣州 510640；4. 深圳中廣核工程設(shè)計(jì)有限公司，廣東 深圳 518100）

CLLC諧振變換器因其可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)、功率密度高、調(diào)壓范圍大等優(yōu)點(diǎn)受到廣泛關(guān)注，但其傳統(tǒng)的控制方法存在開(kāi)關(guān)頻率變化大、軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍窄的不足，導(dǎo)致CLLC變換器效率和功率密度的進(jìn)一步提高受限。針對(duì)上述問(wèn)題，提出一種CLLC變換器的新型調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制方法，將控制分為兩段并給出了分段的邊界條件，通過(guò)移相控制縮短了開(kāi)關(guān)頻率變化范圍，通過(guò)增加原邊和副邊橋的移相角增大了軟開(kāi)關(guān)范圍?；诨Ｐ头治隽俗儞Q器的增益模型和軟開(kāi)關(guān)臨界條件，并基于MATLAB進(jìn)行多種控制方法下的對(duì)比試驗(yàn)，驗(yàn)證了所提控制方法的正確性和有效性。

CLLC諧振變換器；分段控制；擴(kuò)展移相控制；調(diào)頻控制；軟開(kāi)關(guān)

0 引 言

近年來(lái)，應(yīng)用在分布式可再生能源發(fā)電及其儲(chǔ)能系統(tǒng)、新能源汽車(chē)、不間斷電源等各種場(chǎng)合的雙向DC/DC變換器（bidirectional DC/DC converter, BDC）越來(lái)越受到人們的關(guān)注和研究[1-2]，隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，研究寬電壓增益、高效、高功率的BDC具有重要意義。

針對(duì)傳統(tǒng)BDC不適用于高壓大功率場(chǎng)合的問(wèn)題，文獻(xiàn)[3]研究了雙有源橋電路（dual active bridge, DAB），其具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，原、副邊電氣隔離，具備零電壓軟開(kāi)關(guān)（zero voltage switching, ZVS）特性，但是不能實(shí)現(xiàn)零電流軟開(kāi)關(guān)（zero current switching, ZCS），且輕載會(huì)失去ZVS特性，使得效率降低。文獻(xiàn)[4]中的LLC諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)ZVS及ZCS，但是由于電路結(jié)構(gòu)不對(duì)稱(chēng)，在功率逆向傳輸時(shí)效率和電路特性很差。文獻(xiàn)[2]提出的雙向CLLC諧振變換器是基于原LLC變換器的拓?fù)鋬?yōu)化，其諧振回路結(jié)構(gòu)完全對(duì)稱(chēng)，故正、反向運(yùn)行時(shí)的工作模態(tài)和性能均較好；而且還具有軟開(kāi)關(guān)范圍較寬、功率密度較大、調(diào)壓范圍寬等優(yōu)勢(shì)，在高壓、高頻、大功率場(chǎng)合應(yīng)用具有廣闊的研究前景。

傳統(tǒng)BDC的控制方法如脈沖頻率調(diào)制[5]（pulse frequency modulation, PFM）、脈沖寬度調(diào)制[6]（pulse width modulation, PWM）、單移相控制[7]（single phase shift, SPS）均可用于CLLC變換器。其中，PFM控制原理簡(jiǎn)單、軟開(kāi)關(guān)范圍較寬，但是在電壓增益范圍需求較寬的場(chǎng)合，開(kāi)關(guān)頻率變化較大，使變換器的整體效率降低；而在SPS控制中，開(kāi)關(guān)頻率為固定值，但是電壓增益的調(diào)節(jié)范圍較窄，且容易產(chǎn)生較大的回流功率。

為解決上述問(wèn)題，學(xué)者們進(jìn)行了很多對(duì)于傳統(tǒng)控制方法改進(jìn)的研究。文獻(xiàn)[8-9]研究了擴(kuò)展移相控制（extended phase shift, EPS），在傳統(tǒng)SPS控制的基礎(chǔ)上增加了原邊和副邊兩橋間的移相角，并在LLC、CLLC拓?fù)渖蠎?yīng)用，減小了回流功率，提高了效率，但是沒(méi)有解決電壓增益調(diào)節(jié)范圍的問(wèn)題；文獻(xiàn)[10]提出了分段控制，將整個(gè)調(diào)壓范圍分成PWM控制段和PFM控制段，減小了開(kāi)關(guān)頻率變化范圍，同時(shí)也擁有較大的ZVS范圍，但是回流功率較大，且應(yīng)用在半橋LLC拓?fù)渖?，沒(méi)有對(duì)于全橋CLLC拓?fù)涞难芯俊?/p>

基于上述研究，本文提出了一種調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制方法并應(yīng)用于雙向CLLC拓?fù)?，該控制方法在較高的電壓增益時(shí)采用PFM控制，在較低增益時(shí)采用EPS控制。對(duì)CLLC拓?fù)溥M(jìn)行了分析，相對(duì)于傳統(tǒng)PFM控制和SPS控制，本文提出的控制方法實(shí)現(xiàn)相同調(diào)壓范圍時(shí)開(kāi)關(guān)頻率變化范圍窄，軟開(kāi)關(guān)區(qū)間較大，效率較高。然后進(jìn)行了參數(shù)設(shè)計(jì)，并利用MATLAB仿真驗(yàn)證了該方法的可行性及相對(duì)于傳統(tǒng)控制方法的優(yōu)勢(shì)。

1　CLLC諧振變換器工作原理

如圖1為雙向CLLC諧振變換器電路圖，由于拓?fù)涞膶?duì)稱(chēng)性，以下的分析均針對(duì)功率由高壓側(cè)流向低壓側(cè)的情況，反方向的分析不再贅述。i和o為輸入和輸出電壓，原邊和副邊的開(kāi)關(guān)管分別為S1～S4和S5～S8，r1、r1和r2、r2分別為原邊和副邊諧振電感、電容，m為勵(lì)磁電感，變壓器T的匝數(shù)比為∶1。

圖1 全橋雙向CLLC諧振變換器

s≤r時(shí)，如圖2a，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，首先是r1和r1以r為頻率諧振，而此時(shí)勵(lì)磁電感兩端電壓被變壓器副邊電壓鉗位在固定值，其電流為線(xiàn)性變化；當(dāng)勵(lì)磁電流m與諧振電流r1相等時(shí)，變壓器副邊沒(méi)有電流通過(guò)，m、r1和r1構(gòu)成諧振回路，共同諧振，由于m遠(yuǎn)大于r1，可以近似看作諧振電流的值較小且保持不變，此時(shí)關(guān)斷開(kāi)關(guān)的電流較??；當(dāng)s>r時(shí)，如圖2b，r1并未與m相等時(shí)閉合開(kāi)關(guān)，關(guān)斷電流較大，故在對(duì)于該拓?fù)涞目刂茣r(shí)，應(yīng)盡量保持開(kāi)關(guān)頻率小于或接近諧振頻率。

對(duì)于EPS控制，波形圖如圖3所示，原邊兩半橋臂的相移1使原邊諧振回路輸入電壓ab方波的占空比減小，即有效值減??；原邊和副邊兩橋開(kāi)關(guān)之間的相移2使副邊輸出電壓cd方波的相位發(fā)生改變。

圖3 EPS工作波形

2　分段控制方法

2.1 基波近似模型的控制方法分析

采用基波近似法（first harmonic approximation, FHA）分析，圖4為CLLC諧振變換器基波等效電路圖，為變壓器的變比，eq為負(fù)載等效電阻，從副邊等效的r2=r2/2、r2=2r2，為了保證諧振網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱(chēng)性，使其適用于能量雙向流動(dòng)，一般設(shè)計(jì)參數(shù)使r1=r2、r1=r2。利用傅里葉級(jí)數(shù)計(jì)算諧振網(wǎng)絡(luò)原邊和副邊電壓的基波分量：

(4)

由圖4，利用疊加定理得：

由式（5）可得r2的相位角和有效值分別為：

可求得eq的阻抗角為：

負(fù)載等效阻抗eq的模值[8]：

則eq可以表示為：

由圖4得諧振網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)為：

式中：m為勵(lì)磁阻抗，m=m；1為原邊諧振阻抗，1=r1+ 1/(r1)；2為副邊諧振阻抗，2=r2+ 1/(r2)；為變壓器勵(lì)磁電感與諧振電感之比，=m/r1；為CLLC電路的品質(zhì)因數(shù)，= (r1/r1)0.5/eq；n為歸一化頻率，n=s/r。

電壓增益：

采用同樣的方法可以得到調(diào)頻控制[11]和傳統(tǒng)移相控制的電壓增益分別為：

由于兩種控制方法中，eq為純電阻故可表示為eq，eq= 82o/π2，此時(shí)= (r1/r1)0.5/eq。

2.2 損耗分析

運(yùn)行中CLLC諧振變換器的損耗loss主要由開(kāi)關(guān)損耗sw、變壓器損耗tra和諧振回路損耗LC組成。其中，tra和LC主要為磁芯損耗，與變換器的參數(shù)有關(guān)；sw主要由導(dǎo)通損耗cond、開(kāi)關(guān)的通斷損耗on/off，在保證開(kāi)關(guān)ZVS的情況下，可近似認(rèn)為on/off很小且與1、2無(wú)關(guān)[12]。

對(duì)于開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗：

式中：r1_rms、r2_rms為原邊和副邊諧振電流的有效值，dson為開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻。

由圖4，利用疊加定理得：

由式（5）和式（16）可得r1_rms和r2_rms的表達(dá)式，再代入式（15）可求得cond。

2.3 調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制

提出一種調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制應(yīng)用于CLLC拓?fù)?，這種控制方法的優(yōu)勢(shì)是相對(duì)于傳統(tǒng)PFM控制，實(shí)現(xiàn)相同的電壓增益時(shí)開(kāi)關(guān)頻率變化范圍較窄，EPS控制部分相對(duì)于單移項(xiàng)控制可以減小開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗，提高變換器的效率。

所提出的控制方法框圖如圖5?？刂品譃閮啥?，如圖6所示，在負(fù)載相同的情況下，較高的電壓增益采用PFM控制模式：電壓增益范圍為PFM_max≥≥PFM_min，開(kāi)關(guān)頻率變化范圍為s_min≤s≤s_max；較低的電壓增益采用EPS控制模式：文獻(xiàn)[9]通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到2= 0.51使r1_rms和r2_rms最小的結(jié)論，在其余損耗不變的情況下開(kāi)通損耗有最小值，即變換器的效率最高。為保證變壓器的效率，保持2= 0.51，將1視作單獨(dú)未知數(shù)控制電壓增益，也便于參數(shù)設(shè)計(jì)，增益范圍為EPS_max≥≥EPS_min，移相范圍為1_min≤1≤1_max。

圖5 調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制框圖

分段控制的邊界條件：調(diào)頻控制中s_min對(duì)應(yīng)的電壓增益PFM_max為變壓器可達(dá)到的最大增益，由工況決定，s-的關(guān)系式為式（13）；s_max對(duì)應(yīng)的電壓增益PFM_min=EPS_max為兩端控制的分界點(diǎn)，此時(shí)1=1_min= 0；EPS控制中1_max對(duì)應(yīng)的電壓增益EPS_min也由工況決定，1-的關(guān)系式為式（12），此時(shí)開(kāi)關(guān)工作頻率為s_min。

通過(guò)式（12）和式（14）可得，基于FHA分析，EPS控制與傳統(tǒng)移相控制的電壓增益表達(dá)式相同，在開(kāi)關(guān)頻率s一定時(shí)僅以相移1為變量，且1的增大使相同s時(shí)相對(duì)調(diào)頻控制的電壓增益減小，即相對(duì)于調(diào)頻控制，實(shí)現(xiàn)相同的開(kāi)關(guān)增益，調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制的s變化范圍更窄，開(kāi)關(guān)關(guān)斷電流和諧振損耗更小。

2.4 軟開(kāi)關(guān)區(qū)間分析

對(duì)于原邊側(cè)開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)管的電流滯后于開(kāi)關(guān)電壓方波的上升沿時(shí)，可保證ZVS。原邊輸入阻抗為：

(18)

原邊諧振電流r1的相位如式（16），代入不同參數(shù)可知，在1不變的情況下，增大2的值，可以增大原邊開(kāi)關(guān)管兩端電流的相值，即相對(duì)于SPS控制，EPS控制模式下的軟開(kāi)關(guān)區(qū)間更大，在軟開(kāi)關(guān)區(qū)間內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)的電壓增益更大。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證

利用MATLAB中Simulink模塊對(duì)上述分析的結(jié)果進(jìn)行仿真驗(yàn)證，設(shè)計(jì)一個(gè)額定功率為3 kW的CLLC變換器，其額定輸出電壓o為200 V，輸入電壓控制在333～500 V范圍內(nèi)，電壓增益范圍為0.8～1.2。

在參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)：設(shè)定諧振頻率為100 kHz；根據(jù)額定電壓得變壓器的變比= 2；設(shè)計(jì)值和值，保證在PFM控制段，其電壓增益表達(dá)式（13）的曲線(xiàn)在額定增益區(qū)間內(nèi)保持單調(diào)遞減，有利于控制電路的設(shè)計(jì)。根據(jù)、可以得到諧振回路的參數(shù)如表1。

表1 仿真參數(shù)

將參數(shù)代入式（12）、式（18）求得分段控制的邊界條件：PFM段中51.6 kHz ≤s≤ 100 kHz，1 ≤≤ 1.2；EPS段中0 ≤1= 22≤ 0.2，0.8 ≤≤1。

利用上述參數(shù)進(jìn)行仿真，圖7為全增益范圍內(nèi)調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制下的-n、1曲線(xiàn)，由圖可知，仿真數(shù)據(jù)與理論數(shù)據(jù)之間誤差較小。

圖8a為額定負(fù)載下輸出電壓波形，穩(wěn)態(tài)下輸出電壓較平穩(wěn)；圖8b為原邊諧振電流r1與原邊輸入電壓ab波形，r1的過(guò)零點(diǎn)滯后于開(kāi)關(guān)開(kāi)通時(shí)電壓波形的上升沿；圖8c為開(kāi)關(guān)管S1漏源電壓S1和通過(guò)S1電流S1的波形，此時(shí)處于臨界狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管兩端電壓降至0的時(shí)刻開(kāi)關(guān)導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)了ZVS。

圖7 仿真曲線(xiàn)：（a）G-fn；（b）G-D1

圖8 （a）輸出電壓Uo波形；（b）諧振電流ir1與輸入電壓Uab波形；（c）US1和iS1波形

圖9 三種控制頻率范圍對(duì)比

圖9為調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制與傳統(tǒng)PFM控制及PFM-SPS控制的-n圖像，實(shí)現(xiàn)相同的電壓增益0.8～1.2，PFM控制的開(kāi)關(guān)頻率范圍為56 kHz～275 kHz，PFM-SPS控制的開(kāi)關(guān)頻率范圍為56 kHz～205 kHz，調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制的開(kāi)關(guān)頻率范圍為56 kHz～96.5 kHz，相對(duì)于前兩種方法有明顯優(yōu)勢(shì)。

圖10為調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制與PFM-SPS控制中移相控制段-1曲線(xiàn)，2的取值在前者中為0.51，在后者中為0。由于兩種方法均將ZVS臨界狀態(tài)作為邊界值，在保證ZVS的情況下調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制中相移調(diào)節(jié)范圍更大，且實(shí)現(xiàn)更寬的增益范圍，使其PFM控制段開(kāi)關(guān)頻率變化范圍更小，效率更高。

圖10 兩種移相范圍對(duì)比

4 結(jié) 論

針對(duì)雙向CLLC諧振變換器的現(xiàn)有控制方法進(jìn)行了分析，為了解決傳統(tǒng)PFM和SPS控制方法存在的開(kāi)關(guān)頻率變化較大，軟開(kāi)關(guān)范圍較小等問(wèn)題，提出了一種新型的調(diào)頻?擴(kuò)展移相控制方法，將額定增益區(qū)間分為兩段，較高的增益段采用PFM控制，較低的增益段采用EPS控制，將傳統(tǒng)控制方法的優(yōu)勢(shì)整合到一起。

對(duì)于新型分段控制方法進(jìn)行了FHA建模分析，推導(dǎo)了PFM段和EPS段的增益表達(dá)式、分析了該控制方法下的軟開(kāi)關(guān)范圍并將ZVS臨界條件作為控制段邊界條件、分析了變換器的損耗情況。主要結(jié)論如下：

（1）提出的控制方法結(jié)合了傳統(tǒng)控制方法的優(yōu)勢(shì)，解決了單一傳統(tǒng)控制方法的不足，在PFM段收窄了增益變化范圍，頻率變化更小，在EPS控制段比傳統(tǒng)SPS控制的軟開(kāi)關(guān)范圍更大、增益區(qū)間也更寬。

（2）針對(duì)提出的分段控制方法，基于MATLAB仿真平臺(tái)對(duì)3 kW變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)算例進(jìn)行了數(shù)字建模仿真。仿真結(jié)果顯示，當(dāng)電壓增益范圍為0.8～1.2時(shí)，與采用傳統(tǒng)PFM控制、PFM-SPS控制方法相比，采用本文所提出控制方法的開(kāi)關(guān)頻率變化范圍顯著減小，該算例驗(yàn)證了本文對(duì)于調(diào)頻?擴(kuò)展移相分段控制的分析。

綜上，本文提出的控制方法在減少開(kāi)關(guān)頻率變化范圍、提高變換器的效率兩方面優(yōu)于傳統(tǒng)的CLLC控制方法，對(duì)雙向DC/DC變換器提高功率密度及效率有著較優(yōu)效果，有助于高效高功率密度雙向DC/DC變換器在分布式新能源發(fā)電及分布式儲(chǔ)能上的推廣應(yīng)用。

[1] 孫凱, 陳歡, 吳紅飛. 面向儲(chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)用的隔離型雙向DC-DC變換器分析方法與控制技術(shù)綜述[J]. 電工電能新技術(shù), 2019, 38(8): 1-9. DOI: 10.12067/ATEEE1906021.

[2] CHEN W, RONG P, LU Z Y. Snubberless bidirectional DC-DC converter with new CLLC resonant tank featuring minimized switching loss[J]. IEEE transactions on industrial electronics, 2010, 57(9): 3075-3086. DOI: 10.1109/TIE.2009.2037099.

[3] WU K Y, DE SILVA C W, DUNFORD W G. Stability analysis of isolated bidirectional dual active full-bridge DC-DC converter with triple phase-shift control[J]. IEEE transactions on power electronics, 2012, 27(4): 2007-2017. DOI: 10.1109/TPEL.2011.2167243.

[4] JIANG T Y, ZHANG J M, WU X K, et al. A bidirectional LLC resonant converter with automatic forward and backward mode transition[J]. IEEE transactions on power electronics, 2015, 30(2): 757-770. DOI: 10.1109/ TPEL.2014.2307329.

[5] ZAHID Z U, DALALA Z M, CHEN R, et al. Design of bidirectional DC-DC resonant converter for Vehicle-to-Grid(V2G) applications[J]. IEEE transactions on transportation electrification, 2015, 1(3): 232-244. DOI: 10.1109/TTE. 2015.2476035.

[6] SCHOBRE T, SIEBKE K, MALLWITZ R. Operation analysis and implementation of a GaN based bidirectional CLLC converter with synchronous rectification[C]//2019 21st European Conference on Power Electronics and Applications (EPE’19 ECCE Europe). Genova: IEEE, 2019: 1-10. DOI: 10.23919/EPE. 2019.8915572.

[7] HUA W M, WU H F, YU Z Y, et al. A phase-shift modulation strategy for a bidirectional CLLC resonant converter[C]//2019 10th International Conference on Power Electronics and ECCE Asia (ICPE 2019-ECCE Asia). Busan: IEEE, 2019: 1-6. DOI: 10.23919/ICPE2019- ECCEAsia42246.2019.8796970.

[8] 朱田華, 卓放, 趙方舟, 等. 基于多諧波阻抗模型的CLLC諧振變換器輕載多移相控制分析與設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2021, 41(1): 326-339. DOI: 10.13334/ j.02588013.pcsee.200417.

[9] ZHU T H, ZHUO F, ZHAO F Z, et al. Optimization of extended phase-shift control for full-bridge CLLC resonant converter with improved light-load efficiency[J]. IEEE transactions on power electronics, 2020, 35(10): 11129- 11142. DOI: 10.1109/TPEL.2020.2978419.

[10] 潘海燕, 賀超, 蔣友明, 等. 高效的LLC諧振變換器變模式控制策略[J]. 電力自動(dòng)化設(shè)備, 2015, 35(1): 71-78. DOI: 10.16081/j.issn.1006-6047.2015.01.011.

[11] 張嘉翔. CLLC諧振隔離型雙向DC/DC變換器的設(shè)計(jì)與控制方法研究[D]. 西安: 西安理工大學(xué), 2019.

[12] KIM J H, KIM C E, KIM J K, et al. Analysis on load-adaptive phase-shift control for high efficiency full-bridge LLC resonant converter under light-load conditions[J]. IEEE transactions on power electronics, 2016, 31(7): 4942-4955. DOI: 10.1109/TPEL.2015.2462077.

Research on PFM-EPS Control of CLLC Resonant Converter

WEN Wei-zhong1,2,3, SHU Jie1,3, WANG Hao1,3, WANG Zhi-ming4, JIANG Cai-jun4

(1. Guangzhou Institute of Energy Conversion, Chinese Academy of Sciences, Guangzhou 510640, China;2. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China;3. Guangdong Provincial Key Laboratory of New and Renewable Energy Research and Development, Guangzhou 510640, China;4. China Nuclear Power Design Co. Ltd. (Shenzhen), Shenzhen 518100, Guangdong, China)

CLLC resonant converter has been widely concerned because of its advantages such as soft switching, high power density and large output voltage range. However, its traditional control methods have disadvantages such as large switching frequency range and narrow soft switching realization range, which limited the further improvement of efficiency and power density of CLLC converter. To solve these problems, a novel frequency modulation-extended phase shift control method for CLLC converter was proposed. The control range was divided into two sections and boundary conditions are given. The range of frequency modulation was shortened by extended phase shift control, and the range of soft switching was increased by increasing the phase-shifting angle of the primary and secondary side bridges. The gain model and soft-switching critical condition of the converter were analyzed based on the first harmonic model, and the correctness and effectiveness of the proposed control method were verified by the comparative tests under various control methods based on MATLAB.

CLLC resonant converter; piecewise-control; extended phase shift; pulse frequency modulation; soft switching

TK02

A

10.3969/j.issn.2095-560X.2021.04.007

2095-560X（2021）04-0311-07

2021-03-26

2021-04-15

國(guó)家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目（2017YFB0903401）；廣東省海洋經(jīng)濟(jì)發(fā)展專(zhuān)項(xiàng)項(xiàng)目（GDNRC[2020]020）；廣東省新能源和可再生能源研究開(kāi)發(fā)與應(yīng)用重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基金項(xiàng)目（y909jk1001）

舒 杰，E-mail：shujie@ms.giec.ac.cn

文偉仲（1996-），男，碩士研究生，主要從事新能源發(fā)電電力電子控制相關(guān)技術(shù)研究。

舒杰（1969-），男，博士，研究員，主要從事可再生能源發(fā)電及微網(wǎng)技術(shù)研究。