金正軍, 宋書軒, 方 響, 柯公武, 徐丹露, 金 明

(國網(wǎng)浙江省電力有限公司杭州供電公司，浙江 杭州 310000)

0 引 言

受全球資源匱乏、環(huán)境污染嚴重的影響，綠色新能源的開發(fā)迫在眉睫。中國以能源節(jié)約與環(huán)境保護為目的，提出發(fā)展新能源汽車，電動汽車開始成為汽車領(lǐng)域的一種潮流[1]。電動汽車的電池為智能電網(wǎng)中的移動儲能單元，其作用是在電網(wǎng)高峰與非高峰負荷時段分別向電網(wǎng)傳輸電能和電網(wǎng)向電池充電[2]。這種雙向的能源互動被稱為車電互聯(lián)，即車聯(lián)網(wǎng)(V2G)。V2G技術(shù)是以電動汽車為移動儲能裝置和電網(wǎng)間的連接橋梁，實現(xiàn)受控狀態(tài)下電動汽車與電網(wǎng)間的能量雙向交換。V2G技術(shù)能夠在電網(wǎng)不穩(wěn)定的情況下為其提供能量，有效增強電網(wǎng)安全性與可靠性，提高能源利用率，推動節(jié)約、環(huán)保型社會的發(fā)展。但是，在實際應(yīng)用中，能源的雙向互動存在較多干擾因素，導(dǎo)致雙向能源充放電控制受到嚴重影響。

針對雙向能源充放電控制的研究，目前已有相關(guān)報道。例如,文獻[3]基于Super-twisting高階滑模算法,設(shè)計互補脈沖寬度調(diào)制(PWM)型雙向直流變換器的雙閉環(huán)強魯棒控制系統(tǒng)。該系統(tǒng)設(shè)計系統(tǒng)穩(wěn)定優(yōu)先級條件，利用Super-twisting高階滑模算法的最短收斂時間，控制內(nèi)環(huán)電流和電壓。該系統(tǒng)具有較為理想的魯棒性。文獻[4]設(shè)計了基于雙級鋰電池-超級電容混合儲能的分層控制系統(tǒng)。引入雙向DC/DC變換器，對各儲能單元充、放電進行控制。為使控制效果更具適應(yīng)性，將儲能系統(tǒng)分為協(xié)調(diào)管理和功率優(yōu)化2部分，建立鋰電池功率分配策略及充、放電模式。將實測風(fēng)速數(shù)據(jù)導(dǎo)入仿真模型,并對比單級鋰電池系統(tǒng)的充、放電次數(shù)，以此驗證該充放電分層控制效果。

本文設(shè)計了一種基于PI調(diào)節(jié)器及V2G模塊開發(fā)的雙向能源充放電控制系統(tǒng)，將AC/DC與DC/DC變換器應(yīng)用至V2G技術(shù)，令充電電源不受局限，家用單相電源也可進行充電，還能夠在電網(wǎng)電能匱乏的情況下通過蓄電池將電能回饋給電網(wǎng)，發(fā)展前景良好。

1 基于車聯(lián)網(wǎng)的V2G模塊開發(fā)及雙向能源充放電控制系統(tǒng)

1.1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)

基于車聯(lián)網(wǎng)的V2G模塊開發(fā)及雙向能源充放電控制系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)的主回路構(gòu)成主要包括雙向AC/DC、雙向DC/DC、蓄電池、雙向PWM整流器[5]。雙向AC/DC在充電時的工作狀態(tài)為整流狀態(tài)，在放電時的工作狀態(tài)為逆變狀態(tài)，雙向DC/DC的作用是控制電壓的升降與充放電情況下控制恒流恒壓[6-7]，主拓撲結(jié)構(gòu)的主要構(gòu)成為雙向PWM整流器與雙向DC/DC變換器，是通過驅(qū)動與車載充電機集成而來。

1.2 V2G模塊開發(fā)

V2G模塊的開發(fā)主要取決于雙向AC/DC和雙向DC/DC變換器。

1.2.1 DC/DC變換

設(shè)定雙向PWM整流器直流側(cè)電容兩端的電壓穩(wěn)定，且理想直流電壓源為Udc，得到雙向DC/DC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 DC/DC變換器的拓撲圖

在關(guān)斷S2，S1的工作模式為恒定開關(guān)頻率下的PWM模式時，充電電流I0的電流方向為Udc→E，DC/DC變換器的工作狀態(tài)為降壓狀態(tài)[8]，充電狀態(tài)下的電路拓撲圖如圖3所示。

圖3 充電狀態(tài)電路拓撲圖

此時電網(wǎng)通過蓄電池組充電，雙向PWM整流器的工作狀態(tài)為整流狀態(tài)。

當(dāng)S2的工作模式為恒定開關(guān)頻率的PWM模式時，關(guān)斷S1時，放電電流I0的電流方向為E→Udc，DC/DC變換器的工作狀態(tài)為升壓狀態(tài)[9]，放電狀態(tài)下的電路拓撲圖如圖4所示。

圖4 放電狀態(tài)電路拓撲圖

此時蓄電池組通過電網(wǎng)放電，雙向PWM整流器的工作狀態(tài)為逆變狀態(tài)。

1.2.2 AC/DC變換

充電情況下，雙向AC/DC的工作狀態(tài)為PWM整流狀態(tài)，電網(wǎng)交流側(cè)電壓相位與電流相同；并網(wǎng)情況下，雙向AC/DC的工作狀態(tài)為PWM逆變狀態(tài)，電網(wǎng)的側(cè)電壓相位與電流相反[10-11]。雙向AC/DC控制主要應(yīng)用了電網(wǎng)電流雙閉環(huán)控制以及鎖相環(huán)(PLL)控制，得出其控制圖如圖5所示。

圖5 雙向AC/DC控制

受逐漸增加的用電設(shè)備影響，要求部分設(shè)備的電源為220 V/50 Hz交流電，該電源同時也是停電情況下的應(yīng)急電源。以此為基礎(chǔ)設(shè)計不并網(wǎng)情況下的AC/DC，結(jié)果如圖6所示。

圖6 220 V/50 Hz車載電源

1.3 雙向PWM整流器

三相半橋電壓型PWM整流器的性能優(yōu)良，可以利用電源檢測切換單向PWM整流器，分別在充電狀態(tài)與放電狀態(tài)下開啟整流功能和逆變功能，完成能量的雙向流動，因此選擇其作為系統(tǒng)需要的雙向PWM整流器。整流工作狀態(tài)下的電網(wǎng)電流電壓同相位需要通過控制實現(xiàn)，而逆變工作狀態(tài)下的網(wǎng)側(cè)電流電壓相反，需要通過電網(wǎng)側(cè)對能量的吸收實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的提高，具有較快的動態(tài)響應(yīng)速度[12]。通過電感濾波電網(wǎng)側(cè)與電容濾波整流側(cè)可以實現(xiàn)輸出交流電較穩(wěn)定的目標。為了令系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能與動態(tài)性能較好，需要通過電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)空間電壓矢量控制該PWM整流器。

1.4 系統(tǒng)軟件設(shè)計

1.4.1 PWM整流器控制

為了使系統(tǒng)的控制更精確、穩(wěn)態(tài)性能更好，需要通過PI調(diào)節(jié)器，對控制該PWM整流器電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)空間電壓矢量中的電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)進行控制。

(1)

加入校正環(huán)節(jié)，得到：

(2)

設(shè)阻尼比ξ=0.707，則得到：

(3)

求解式(3)可得:

(4)

(5)

得出電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)公式為

(6)

綜上所述可知電流內(nèi)環(huán)等效于一慣性環(huán)節(jié)，時間常數(shù)為3Ts，若電流采樣環(huán)節(jié)的時間常數(shù)Ts越小，則系統(tǒng)的動態(tài)性能越好。

電壓外環(huán)的作用是保持直流母線電壓的穩(wěn)定，控制系統(tǒng)抗干擾[13]。根據(jù)經(jīng)典Ⅱ型系統(tǒng)設(shè)計電壓外環(huán)的PI控制器，得到電壓外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)公式為GFV(s)：

(7)

式中:C為開環(huán)傳遞函數(shù)反系數(shù)。

電壓外環(huán)的中頻帶寬公式為

(8)

依據(jù)Ⅱ型系統(tǒng)的控制參數(shù)關(guān)系可得：

(9)

以上述所有考慮因素為基礎(chǔ)，取hV=5中頻帶寬，將其代入式(9)中可以得出：

hV=5

(10)

(11)

由此可知，電壓外環(huán)在直流母線電壓穩(wěn)定中的作用非常重要，同時增強了系統(tǒng)的抗干擾性。

1.4.2 DC/DC變換器控制策略

以受控狀態(tài)下的負載電流I0雙向流動為目標，實現(xiàn)雙向DC/DC變換器的控制。蓄電池的充放電功能表現(xiàn)為充電情況下的I0流向為PWM直流側(cè)流向蓄電池組，放電情況下的I0流向為蓄電池組流向電網(wǎng)[14]。

以負載電流閉環(huán)控制為控制策略，得出電流的誤差信號公式為

(12)

通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)u0，輸出斬波電壓u0，對u0和udc間的占空比關(guān)系進行進一步的計算，并以其為PWM整流器的輸入信號。發(fā)出滿足輸入信號條件的PWM脈沖，利用輸出的PWM波經(jīng)驅(qū)動電路，實現(xiàn)DC/DC變換器開關(guān)管S1與S2工作的控制。

因為控制電流時要求其跟隨性能良好，所以整定PI調(diào)節(jié)器為經(jīng)典Ⅰ型系統(tǒng)，得到PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)公式為

(13)

式中：FP為PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù);FI為PI調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)。

以零極點的形式對其進行改寫得到：

(14)

通過抵消被控對象傳遞函數(shù)的極點和式(14)的零點，可以得出：

(15)

此時可整定系統(tǒng)為經(jīng)典Ⅰ型系統(tǒng)。加入校正環(huán)節(jié)，得到開環(huán)傳遞函數(shù)公式為

(16)

設(shè)阻尼比ξ=0.707，則得到：

(17)

求解式(16)得：

(18)

(19)

結(jié)合運算式(18)與式(19)，可以得出電流閉環(huán)控制狀態(tài)下的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)值。

負載電流的閉環(huán)傳遞函數(shù)公式為

(20)

若系統(tǒng)的開關(guān)頻率較高、Ts較小，則s2項的系數(shù)較小可完全忽略不計[15]，因此式(20)可以簡化成：

(21)

將式(17)代入式(20)中，得出最終的電流閉環(huán)簡化傳遞函數(shù)公式為

(22)

通過式(22)可知，若根據(jù)經(jīng)典Ⅰ型系統(tǒng)設(shè)計負載電流閉環(huán)，則其與2Ts的一階慣性環(huán)節(jié)等效，并且Ts越小，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度越快。

2 試驗分析

通過380 V三相電壓的供電可以實現(xiàn)本文系統(tǒng)電池組充電模式下的大電流快速充電，本文系統(tǒng)三相交流側(cè)的電流與電壓波形分別如圖7、圖8所示，其中的A、B、C分別為三相交流側(cè)的順次相位。

圖7 充電狀態(tài)下三相交流側(cè)電流波形

圖8 充電狀態(tài)下三相交流側(cè)電壓波形

通過圖7、圖8可知，本文系統(tǒng)電池組電壓、電流在0.1 s的時間內(nèi)就趨于穩(wěn)定，并且相位相同，整流單位功率因數(shù)的同時諧波很小。

本文系統(tǒng)整流單相PWM整流器后的母線電壓抬高情況，以及通過降壓雙向DC/DC變換器實現(xiàn)的系統(tǒng)電池組大電流充電的充電電流情況如圖9所示。

依據(jù)圖9可知，本文系統(tǒng)充電電流和母線電壓在一開始時均存在較小諧波，但其后均能在很短時間內(nèi)達到穩(wěn)定，系統(tǒng)具有較好的動態(tài)穩(wěn)定性能，能夠在實現(xiàn)大電流快速充電的同時實現(xiàn)小電流慢充。

因為本文系統(tǒng)電池組的充電情況分為快充和慢充，所以電池放電情況也分為三相和單相。在交流側(cè)是三相PWM整流器的情況下，整流器在逆變狀態(tài)下工作，其交流側(cè)的輸出電流、輸出電壓、直流母線電壓如圖10、圖11所示。在本文系統(tǒng)電池組放電，而交流側(cè)是單相PWM整流器且在逆變狀態(tài)下工作的情況下，其單相交流側(cè)的電壓與電流輸出情況如圖12所示。

圖10 三相交流側(cè)輸出電流波形

圖11 三相交流側(cè)輸出電壓波形

圖12 單相交流側(cè)電壓電流波形

通過圖10～圖12可以看出，雖然本文系統(tǒng)三相交流側(cè)與單相交流側(cè)均存在較大沖擊電流，但其能夠在較短時間內(nèi)時間達到穩(wěn)定，輸出網(wǎng)側(cè)電壓沒有畸變。本文系統(tǒng)三相交流側(cè)的輸出電壓與單相交流側(cè)電壓分別在約0.02 s與0.12 s時達到穩(wěn)定，完成并網(wǎng)與電機驅(qū)動切換，電壓相位與電流相位之間相差180°，電流波形良好，交流側(cè)電流諧波得到有效抑制，實現(xiàn)了能量的雙向流動，本文系統(tǒng)的V2G雙向能源充放電功能得到實現(xiàn)。

3 結(jié) 語

本文設(shè)計的基于車聯(lián)網(wǎng)的V2G模塊開發(fā)及雙向能源充放電控制系統(tǒng)，通過結(jié)合AC/DC與DC/DC開發(fā)了V2G模塊，實現(xiàn)了雙向能源的互動，同時可對蓄電池進行控制，使其充放電的電流電壓恒定。解決了充電樁缺乏靈活性、續(xù)航能力低，充電機成本高且所占地大的問題，為進一步研究V2G技術(shù)與未來接入多輛電動汽車的協(xié)調(diào)控制提供了參考。