李洪珠，曹人眾，張 壘

（1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105;2.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司遼陽供電公司，遼陽 111000）

隨著清潔能源的不斷發(fā)展，高性能的直流變換器也受到了普遍關(guān)注。近年來，為了提高直流變換器的電器性能，高電壓增益DC-DC 變換器廣泛應(yīng)用于不間斷電源、光伏和燃料電池新能源系統(tǒng)等工業(yè)領(lǐng)域[1-5]。近年來為了提高直流變換器的性能，很多學(xué)者將開關(guān)電感單元和磁集成技術(shù)應(yīng)用到其中，不僅推動了新能源的發(fā)展，還為實(shí)驗(yàn)研究提供了依據(jù)[6-11]。

現(xiàn)階段已有學(xué)者對Boost 變換器進(jìn)行研究與拓展。文獻(xiàn)[6]提出了一種基于開關(guān)電感的有源網(wǎng)絡(luò)升壓變換器，該變換器具有較高的電壓增益，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但未考慮將各個電感進(jìn)行磁集成技術(shù)，減小電感電流紋波與變換器整體體積；文獻(xiàn)[7]提出一種基于開關(guān)電容和耦合電感的4 相交錯并聯(lián)雙向變換器拓?fù)?，提高了雙向變換器的轉(zhuǎn)換效率和功率密度，減小功率器件電壓和電流應(yīng)力，以及進(jìn)一步提高變換器電壓增益；文獻(xiàn)[8]提出了一種高電壓增益的Boost 變換器，該變換器具有電壓增益高、輸入電流連續(xù)和開關(guān)管應(yīng)力小等特點(diǎn)，適用于兩級并網(wǎng)系統(tǒng)等對變換器的輸入電壓變化范圍要求較寬的新能源領(lǐng)域。

本文研究的Boost 變換器，在新型拓?fù)渲弦腴_關(guān)電感單元，同時將開關(guān)電感單元與輸出電感進(jìn)行磁集成，這樣不僅較大程度地提高了Boost 變換器（Boost-MSI）的電壓增益，還減少了支路電感的電流紋波、變換器的物理體積和變換器的損耗，進(jìn)而優(yōu)化了變換器輸出的電能質(zhì)量[9]。

1 新型變換器的模態(tài)分析

1.1 新型變換器的拓?fù)?/h3>

Boost-MSI 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，使用L1、L2和D1～D3組成的開關(guān)電感單元代替輸入電感，變換器由單個控制開關(guān)Q 控制，且開關(guān)電感單元采用正向耦合，開關(guān)電感單元與輸出電感L3采用反向耦合，電感正向耦合的互感為M1，反向耦合的互感為M2，設(shè)開關(guān)電感單元繞組Li的電感取值相等，即Li=L（i=1，2），輸入輸出電壓分別為Vin和Vo，假設(shè)拓?fù)渲衅骷际抢硐肫骷瑑δ茈娙葑銐虼蟆?/p>

圖1 Boost-MSI 變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of Boost-MSI converter

1.2 模態(tài)分析

1.2.1 模態(tài)1[t0，t1]

在模態(tài)1[t0，t1]中，開關(guān)管Q 導(dǎo)通，D2、D7和D9反向截止，電感L1、L2為并聯(lián)儲能狀態(tài)，電感電流和上升，儲能電容C1為L3儲能，同時也為儲能電容C2充電，電感電流上升，儲能電容C3為負(fù)載提供能量，M1、M2為2 組電感之間的互感系數(shù)。電路模態(tài)如圖2（a）所示，其電路電壓方程為

圖2 開關(guān)變換器電路模態(tài)Fig.2 Circuit modes of switching converter

1.2.2 模態(tài)2[t1，t2]

在模態(tài)2[t1，t2]中，開關(guān)管Q 截止，電感L1與L2電壓反向串聯(lián)放電，二極管D2導(dǎo)通，D1和D3截止，D7、D8和D9正向?qū)āｋ娫礊殡娙軨1充電，同時和電容C2、電感L1、L2和L3共同為負(fù)載供電，用和表示2 組電容的電壓，則電路模態(tài)如圖2（b）所示。該模態(tài)下的電壓、電流波形如圖3 所示，`其電路電壓方程為

圖3 電壓、電流波形Fig.3 Waveforms of voltage and current

2 變換器工作性能分析

2.1 電壓增益分析

由式（1）和式（2）可以得到

由式（1）和式（3）可以得出矩陣方程為

求解式（4）可得

由式（2）可得矩陣方程為

求解矩陣方程式（6）得

由矩陣方程式（5）和式（7）可得

式中，ΔiL1+、ΔiL1-和ΔiL3+、ΔiL3-分別為兩組電感L1和L3正、負(fù)波形時的電流變化量。

根據(jù)伏秒積定理，由式（8）～式（11），可以得出電壓增益為

式中，G 為Boost-MSI 的電壓增益，是傳統(tǒng)Boost 變換器的（2-D）（1+D）/（1-D）倍，且與耦合系數(shù)無關(guān)。

2.2 支路電流紋波分析

設(shè)電感的耦合系數(shù)為

令L=αL3，由式（8）～式（16）可得電感電流紋波為

在變換器模態(tài)1[t1，t2]中，L1和L2是串聯(lián)狀態(tài)，所以電感L1和L2應(yīng)正向耦合，即k1>0；在k1>0 的情況下，由式（17）和式（18）可見，若k2<0，將會導(dǎo)致變換器電流紋波增大，為了保證電流紋波有所減小，應(yīng)使k2>0。設(shè)ε1和ε2為電感L1、L3輸出電流紋波系數(shù)，則

由式（19）和式（20）可知，變換器的支路電感電流紋波不僅與耦合系數(shù)有關(guān)，還與電感L1（L2）與L3比值α 有關(guān)。本文取α=1 進(jìn)行分析，支路電感電流紋波與耦合系數(shù)的關(guān)系如圖4 所示，可以看出，ε1和ε2與占空比D 有關(guān)系；ε1隨著k1的增大而減小，ε2隨著k1的增大而增大。首先將設(shè)計(jì)區(qū)域規(guī)劃在ε2中的陰影區(qū)域內(nèi)，取k1盡可能小，再由圖中信息對比出ε1中的k1取值。k1確定后再由圖確定k2。由圖還可以看出，ε2受到占空比的影響非常大，當(dāng)D=0.8 時，設(shè)計(jì)區(qū)域幾乎看不到了，所以在符合應(yīng)用場合的前提下，占空比取小值，同時需要保證，否則就會出現(xiàn)圖4 中豎線所示的不存在的情況。

圖4 電流紋波與耦合系數(shù)的關(guān)系Fig.4 Relation between current ripple and coupling coefficient

2.3 開關(guān)器件電壓應(yīng)力分析

由圖2 可以得出Boost-MSI 變換器開關(guān)器件Q、D4、D7和D5的電壓應(yīng)力分別為

傳統(tǒng)Boost 變換器與Boost-MSI 變換器的開關(guān)器件電壓應(yīng)力對比數(shù)據(jù)如表1 所示，兩種變換器開關(guān)器件電壓應(yīng)力與輸出電壓關(guān)系如圖5 所示。

表1 傳統(tǒng)Boost 與Boost-MSI 的開關(guān)器件電壓應(yīng)力數(shù)據(jù)對比Tab.1 Comparison of voltage stress data between the conventional Boost and Boost-MSI switching devices

圖5 兩種變換器的開關(guān)器件電壓應(yīng)力Vstress 與輸出電壓Vo 的關(guān)系Fig.5 Relation between voltage stress Vstress and output voltage Vo of the switching devices in two converters

由圖5 可以得出，在具有相同的輸出電壓以及占空比取值范圍內(nèi)，Boost-MSI 變換器開關(guān)器件的電壓應(yīng)力都比傳統(tǒng)Boost 變換器的低。

3 仿真驗(yàn)證

根據(jù)應(yīng)用場合的需要，設(shè)置輸入12 V，要求獲得輸出48 V，頻率fs=100 kHz，根據(jù)式（14），計(jì)算得出占空比D=0.27。仿真參數(shù)如表2 所示。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

3.1 電感電流紋波仿真驗(yàn)證

D=0.27 時，根據(jù)設(shè)計(jì)區(qū)域進(jìn)行合理設(shè)計(jì)。將k1取0.1，k2取0.432，未集成下L1電感電流紋波i1和L3電感電流紋波i3的仿真結(jié)果如圖6 所示。圖6（a）是電壓增益仿真結(jié)果，圖6（b）表明應(yīng)用磁集成技術(shù)電感電流紋波有明顯減小，驗(yàn)證了理論的正確性。

圖6 仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results

3.2 開關(guān)器件電壓應(yīng)力仿真驗(yàn)證

Boost-MSI 變換器中的開關(guān)器件電壓應(yīng)力仿真波形如圖7 所示。從圖中可以看出，在輸入1 2 V、輸出48 V 時，VQ≈36.4 V，VD4≈23.5 V，VD7=VD8≈37 V，VD5≈12.3 V。以上仿真數(shù)據(jù)驗(yàn)證了Boost-MSI 變換器開關(guān)器件的電壓應(yīng)力理論分析的正確性。

圖7 開關(guān)器件電壓應(yīng)力仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of voltage stress of switching device

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

Boost-MSI 變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)如表3 所示，開關(guān)頻率fs=100 kHz，占空比取0.262。

表3 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.3 Experimental parameters

4.1 電壓增益實(shí)驗(yàn)

Boost-MSI 變換器電壓增益的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8所示?？梢姡瑢?shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖8 電壓增益實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8 Experimental results of voltage gain

4.2 電感電流紋波實(shí)驗(yàn)

Boost-MSI 變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的集成電感采用陣列式結(jié)構(gòu)，如圖9 所示，磁件兩端為開關(guān)電感內(nèi)的電感L1和L2，中間為電感L3，這種結(jié)構(gòu)使得L1與L2的互感M1為0 μH。由于加入氣隙的原因，2 個電感與L3的互感M2調(diào)節(jié)為5.4 μH，使得耦合系數(shù)k1=0、k2=0.48。

圖9 集磁件結(jié)構(gòu)Fig.9 Structure of integrated magnetic component

Boost-MSI 變換器的電感電流紋波實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10 所示，圖10（a）為電感L1（L2）的電流波形，圖10（b）為電感L3的電流波形。圖10 驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖10 Boost-MSI 變換器的電感電流紋波實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results of inductor current ripple of Boost-MSI converter

4.3 開關(guān)器件電壓應(yīng)力實(shí)驗(yàn)

Boost-MSI 變換器開關(guān)器件的電壓應(yīng)力實(shí)驗(yàn)如圖11 所示，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖11 開關(guān)元器件電壓應(yīng)力實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experimental results of voltage stress of switching component

5 結(jié)論

本文以傳統(tǒng)Boost 變換器拓?fù)錇榛鶞?zhǔn)，結(jié)合已提出的新型變換器的拓?fù)?，引入開關(guān)電感單元進(jìn)一步提高變換器的電壓增益，同時應(yīng)用磁集成技術(shù)，減小電感電流紋波和磁性器件的物理體積。通過理論分析，再應(yīng)用仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，Boost-MSI 變換器具有以下特點(diǎn)：

（1）應(yīng)用開關(guān)電感單元的Boost-MSI 變換器的電壓增益是傳統(tǒng)Boost 變換器的（2-D）（1+D）/（1-D）倍；

（2）將開關(guān)電感單元中的電感與儲能電感L3進(jìn)行正向耦合，合理設(shè)計(jì)耦合系數(shù)，顯著減小了支路電感電流紋波；

（3）Boost-MSI 變換器的開關(guān)器件的電壓應(yīng)力相比于傳統(tǒng)Boost 變換器有所降低。