揭貴生，季圣賢，高山，王恒利，王瑞田

（海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室，湖北武漢 430033）

由于艦船環(huán)境對裝置的體積、重量提出了更高的要求，這就需要設計一種性能較優(yōu)的逆變電源以滿足艦船電力系統(tǒng)的要求?；诟哳l鏈隔離的大功率直流電源以其在直流側進行高頻隔離實現(xiàn)了隔離變壓器的大幅減重降尺寸及減震降噪、適應直流輸入電壓范圍寬且可以更小的直流支撐電容量，即滿足系統(tǒng)直流輸入失電而短時保持交流輸出的需求，已成為了艦船綜合電力系統(tǒng)變配電逆變電源的一種有競爭力的前級變換方案。在早期的大功率電源中，常用的硬開關全橋拓撲由于其難以降低開關器件的損耗而無法獲得較高的轉換效率和更高的功率密度。而高頻鏈隔離移相全橋拓撲利用變壓器的漏感和開關器件的結電容構成諧振電路，實現(xiàn)對開關管的軟開關控制，從而提升整體轉換效率和功率密度。然而，如何使用盡量少的輔助元件（電路）來實現(xiàn)一種較優(yōu)的軟開關設計是當前國內外學者努力研究的方向。

文獻[1-3]中的傳統(tǒng)移相全橋電路，較難實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關，并且該電路存在占空比丟失的情況。文獻[4]中通過增加飽和電感阻止反向電流，允許滯后橋臂開關用零電流開關換流，但導致副邊占空比丟失嚴重。文獻[5-6]中通過在滯后橋臂上串聯(lián)兩個阻斷二極管在進行換流時進行截斷，雖然較為容易實現(xiàn)滯后橋臂軟開通，但會在關斷瞬間出現(xiàn)電壓尖峰，致使器件電壓應力增加。文獻[7]中提出增加續(xù)流支路，在增加大變換器體積的同時，也增加了電路的復雜度，并且電路損耗增加。在現(xiàn)有的基礎上，文中提出了一種在續(xù)流支路上增加隔直電容的新型拓撲，使用較少的輔助元件不僅實現(xiàn)了移相全橋電路的軟開關控制，也提升了轉換效率。最后通過在PSPice軟件中進行仿真，驗證其可行性。

1 新型移相全橋拓撲

圖1為文中提出的新型拓撲。與傳統(tǒng)拓撲相比，滯后橋臂上開關器件的續(xù)流支路先通過隔直電容再反并聯(lián)二極管。隔直電容在開關器件關斷時，使諧振電感上的能量快速轉移到隔直電容上，讓原邊電流迅速下降，從而更容易實現(xiàn)零電流開通。該拓撲圖中，Vin為輸入電源；Cin為支撐電容；Q1～ Q4為移相全橋對應的四個IGBT 開關管；D1～D4為四個開關管的反向二極管；C1～C4為開關管結電容；C5為續(xù)流支路上隔直電容；T 為高頻變壓器（Lr為等效漏感）；Dr1～Dr4為整流橋對應的四個二極管；Lf，Cf分別為輸出LC 濾波電感和電容。

圖1 新型變換器拓撲Fig.1 New converter topology

2 工況分析

文中提出的新型拓撲四個開關管的調制信號和變壓器原邊電壓、電流波形如圖2所示。

圖2 驅動信號和變壓器原邊電壓、電流波形Fig.2 Drive signal and transformer primary voltage and current waveform

在對文中提出的拓撲的工況進行分析前，先提出以下三點假設：1）所有的器件均為理想器件；2）定義IGBT 的CE 極寄生結電容C1=C3=Clead，C2=C4=Clag；3）輸出濾波電感Lf≥Lr/K2，其中Lr，K分別為變壓器漏感和原副邊匝比。

通過對該拓撲各個工況分析，在1 個開關周期內，該拓撲有14種工況。由于移相全橋電路工作具有對稱性，文中只對前7 個工況進行詳細分析（各工況具體情況見圖3）。

圖3 前半個周期中工況情況Fig.3 Working conditions in the first half of the cycle

工況0（t0）：在t0時刻開關管Q1與Q4導通，變壓器原邊由開關管Q1、原邊繞組和開關管Q4構成回路。副邊電流從繞組正端流經(jīng)整流電路、LC濾波器及負載回到繞組負端。

工況1（t0—t1）：在t0時刻開關管Q1關斷，但由于有電感Lr的存在使得電流Ip不會發(fā)生突變，此時電流轉移到寄生結電容C1，C3上。

當結電容C3兩端的電壓下降到零時，反向二極管D3自然導通，從而工況1 結束。工況1 持續(xù)時間為

為能夠實現(xiàn)超前橋臂開關管的軟開通，調制波的死區(qū)td(lead)需要大于t01，即滿足下式：

工況2（t1—t2）：在t1時刻二極管D3導通后，此時電流通過反并聯(lián)二極管D3、開關管Q4、變壓器原邊繞組。

在工況2 內，原邊電流都由反并聯(lián)二極管D3流通且兩端電壓為零，實現(xiàn)超前橋臂開關管的軟開通。

工況3（t2—t3）：在t2時刻，開關管Q3導通，此時開關管Q3為軟開通，但電流仍然從反并聯(lián)二極管D3流過。

工況4（t3—t4）：在t3時刻，原邊電流下降到I2，關斷Q4。此時原邊電流小于折算后的副邊電流，副邊繞組短接電壓為零，原邊諧振電感和結電容工作在諧振狀態(tài)。當結電容C4兩端電壓與輸入電壓相同時，D7零電壓導通，工況4 結束，持續(xù)時間為

其中

工況5（t4—t5）：t4時刻，原邊電流從開關管結電容和續(xù)流支路上流過，此時給開通信號實現(xiàn)軟開通。

由于在工況5內原邊電流仍然小于折算的副邊電流，因此原邊繞組的電壓為0 V。此時，輸入電壓直接加在諧振電感Lr、隔直電容C5和結電容C2上，處于諧振狀態(tài)。諧振期間峰值電壓和持續(xù)時間分別為

式中：Vmax為開關器件的最大耐壓值。

若能夠實現(xiàn)Q2的零電流開通，Q2與Q4之間的開通信號的死區(qū)須大于t34且小于t34+tLC，即

工況6（t5—t6）：在t5時刻，變壓器原邊電流換相變?yōu)樨撝?，此時副邊整流二極管依然全部導通。至t6時刻，原邊電流達到副邊電流的K倍時，副邊整流橋中的Dr2和Dr3關斷，電流從二極管Dr1和Dr4流過，該工況結束。

工況7（t6—t7）：t6時刻整流二極管Dr2和Dr3關斷。到t7時刻，開關管Q3關斷，工況7 結束，變換器開始后半個周期工作，其工況與前7 個工況相似，此處就不再重復。

通過分析可以知道文中提出的電路拓撲可以實現(xiàn)軟開關控制，使用的元器件與經(jīng)典電路拓撲相比，僅增加了隔直電容，達到了使用較少元器件實現(xiàn)較優(yōu)效果的目的。

3 參數(shù)設計

按照設計需求，電路主要元件選取為：輸入電壓Vin= 320 V，輸出電壓Vo= 710 V，輸出電流Io=60 A。變壓器原副邊匝數(shù)比K= 2.6。

濾波電感Lf設計：副邊繞組電壓幅值VS=KVin，原邊導通時間TS＝80 μs，副邊導通時間Ton= (Vo/VS)TS/2，紋波系數(shù)Δ=20%。濾波電感取值應滿足：

從圖4中可以看到，隔直電容越大，開關器件最大電壓越小，滯后橋臂軟開關范圍越小。綜合考慮開關器件的耐壓值及軟開關范圍，取C5=0.6 μF。

圖4 隔直電容對開關器件的電壓峰值及死區(qū)范圍的影響Fig.4 Influence of DC blocking capacitor on voltage peak and dead zone of switching devices

驅動信號死區(qū)tdead設計：根據(jù)式（2）、式（6）可以計算得到：

根據(jù)式（8）計算結果及開關器件最小死區(qū)時間，取驅動信號死區(qū)tdead= 1 μs。

4 仿真分析

PSPice 是一個多功能電路模擬實驗平臺，是通用電路模擬程序中非常優(yōu)秀的軟件。PSPice軟件對電路的分析功能非常強大，有基本分析模塊（PSPice A/D）和高級分析模塊（PSPice AA），可以實現(xiàn)包括直交流分析、噪聲分析、最壞情況分析、參數(shù)掃描分析、溫度分析等8種分析類型。

在PSPice中搭建如圖5所示仿真模型。

圖5 PSPice仿真模型Fig.5 PSPice simulation model

仿真模型中各元件參數(shù)如下：直流電源Vin=320 V，變壓器漏感Lr=2.5 μH，隔直電容C5=0.6 μF，開關器件Q1～ Q4型號為SIGC76T60R3，整流二極管Dr11～Dr42型號為DSEP29-12A，濾波電感Lf=200 μH，濾波電容Cf=200 μF，負載Rload=20 Ω，反向二極管D1～ D4型號為IDW100E60。其中開關器件、反向二極管均為實際使用的Infineon 器件模型，整流二極管（由于器件最大電流35 A，而實際最大電流60 A，故采用兩個并聯(lián)）為IXYS 器件模型。

仿真結果如圖6 所示。圖6a 和圖6b 是變壓器原邊和副邊的電壓電流波形，由于在電流換向時諧振過程中對隔直電容的充放電，會出現(xiàn)短時間內的原副邊電壓的波動；圖6c 和圖6d 是超前橋臂上開關管的驅動信號和超前滯后橋臂上開關管的驅動信號，此時驅動信號參數(shù)為：開關頻率fs= 10 kHz，死區(qū)時間tdead= 1 μs，移相角α=36°；圖6e 和圖6f 中可以看出超前橋臂和滯后橋臂上開關管開通時兩端電壓和流經(jīng)的電流為零，實現(xiàn)了軟開通。

圖6 PSPice仿真波形圖Fig.6 PSPice simulation waveforms

當取額定負載時，文中電路拓撲和經(jīng)典移相電路拓撲在不同移相角下的轉換效率如圖7所示。

圖7 轉換效率對比圖Fig.7 Comparison chart of conversion efficiency

從圖7中可以看到文中轉換器電路拓撲比經(jīng)典拓撲轉換效率更高，達到了優(yōu)化的效果。

當取額定負載、移相角為36°時，文中電路拓撲在不同的隔直電容取值下的轉換效率如圖8所示。

圖8 隔直電容取值對轉換效率的影響Fig.8 Effect of DC blocking capacitor value on conversion efficiency

增加隔直電容后，在滯后橋臂的換流過程中振蕩過程始終存在，而隔直電容的取值只對開關器件的電壓峰值及死區(qū)范圍有影響（見圖4），對轉換效率幾乎沒有影響（見圖8）。

5 結論

文中在分析了當前常用移相全橋拓撲存在的不足后，提出了一種基于當前研究現(xiàn)狀的改進拓撲，使用較少的元件實現(xiàn)了開關管的軟開關控制。它通過在滯后橋臂增加續(xù)流支路及隔直電容使得在換流時出現(xiàn)振蕩過程，放寬了滯后橋臂零電流開通的條件，從而提升了轉換效率。最后，通過基于實際電路參數(shù)的PSPice 仿真進行了驗證，具有一定的實用價值。