楊朋威,萬(wàn)全,劉春暉,陳更,許才
(國(guó)網(wǎng)內(nèi)蒙古東部電力有限公司電力科學(xué)研究院,內(nèi)蒙古呼和浩特 010000)
近年來(lái),高壓直流輸電系統(tǒng)已廣泛投入使用,直流電流互感器作為直流輸電系統(tǒng)測(cè)量、保護(hù)和控制的核心設(shè)備,其在暫穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的準(zhǔn)確性和可靠性在直流輸電系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行中起到至關(guān)重要的作用,因此有必要對(duì)直流電流互感器進(jìn)行現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試。目前直流電流測(cè)量裝置根據(jù)其測(cè)量原理分為3類(lèi):光電式、零磁通式和全光纖式。為了保證直流電流互感器傳變的準(zhǔn)確性,需要對(duì)其直流測(cè)量準(zhǔn)確度、頻率響應(yīng)、階躍響應(yīng)最大過(guò)沖、上升和趨穩(wěn)時(shí)間等關(guān)鍵指標(biāo)進(jìn)行測(cè)試。
針對(duì)直流電流互感器現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試問(wèn)題,國(guó)內(nèi)外學(xué)者進(jìn)行了相關(guān)研究,文獻(xiàn)[1]設(shè)計(jì)了磁調(diào)制式直流電流比較儀,采用光纖同步,有一定的抗現(xiàn)場(chǎng)干擾能力。文獻(xiàn)[2]系統(tǒng)對(duì)比了測(cè)差法、異地測(cè)量等多種現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試方法的優(yōu)缺點(diǎn),但目前直流電流互感器現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試系統(tǒng)發(fā)展尚不完善,存在延時(shí)、諧波等造成誤差的情況。文獻(xiàn)[3]采用GPS 實(shí)現(xiàn)直流電流互感器的同步測(cè)試,但不能測(cè)試絕對(duì)延時(shí)時(shí)間。文獻(xiàn)[4]采用小波變換對(duì)A/D 采樣后的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理,提高了電流直流分量的測(cè)量精度,但存在小波基的選取困難的問(wèn)題,還需進(jìn)行深入研究。
針對(duì)當(dāng)前直流電流互感器現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試系統(tǒng)存在誤差的問(wèn)題,本文提出了改進(jìn)的直流電流互感器現(xiàn)場(chǎng)閉環(huán)測(cè)試方法,通過(guò)加裝高精度同步模塊解決延時(shí)同步問(wèn)題,采用工程應(yīng)用性較強(qiáng)的經(jīng)驗(yàn)?zāi)B(tài)分解(empirical mode decomposition,EMD)濾除諧波分量,提高了直流電流互感器現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試系統(tǒng)的測(cè)量精度。
直流電流互感器從一次傳感器獲得模擬信號(hào)到通過(guò)以太網(wǎng)或FT3輸出數(shù)字信號(hào)的過(guò)程中包括多段延時(shí):一次傳感器存在一次傳變延時(shí);一次傳感器獲得的模擬電壓發(fā)送到遠(yuǎn)端模塊需要進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換;遠(yuǎn)端模塊通過(guò)光纖將數(shù)字量電流信號(hào)傳遞給合并單元需要進(jìn)行數(shù)據(jù)處理幀壓縮,并且數(shù)據(jù)傳送也存在延時(shí);合并單元接受數(shù)據(jù)同時(shí)進(jìn)行數(shù)據(jù)處理多路同步程序調(diào)度,然后進(jìn)行數(shù)據(jù)發(fā)送,通過(guò)以太網(wǎng)或FT3輸出,絕對(duì)延時(shí)時(shí)間構(gòu)成如圖1所示。絕對(duì)延時(shí)問(wèn)題是所有設(shè)備特別是保護(hù)控制系統(tǒng)這種對(duì)實(shí)時(shí)性要求很高的系統(tǒng)設(shè)備的關(guān)鍵問(wèn)題之一,因此本文從互感器應(yīng)用的角度提出了確切的延時(shí)時(shí)間定義。
圖1 直流電流互感器絕對(duì)延時(shí)時(shí)間構(gòu)成Fig.1 The absolute delay time composition of DC current transformer
直流電流互感器閉環(huán)測(cè)試裝置結(jié)構(gòu)如圖2所示,圖中測(cè)試儀的電壓輸入為一次電流的標(biāo)準(zhǔn)輸出,是模擬信號(hào);通過(guò)FT3/光ETH 輸入測(cè)試儀的信號(hào)為被測(cè)直流電流互感器傳輸過(guò)來(lái)的數(shù)字量電流信號(hào)。標(biāo)準(zhǔn)的模擬信號(hào)通過(guò)信號(hào)調(diào)理輸入A/D 模塊將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字信號(hào)和被測(cè)數(shù)字信號(hào)都通過(guò)FPGA 進(jìn)行報(bào)文解析,然后將處理后的標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)和被測(cè)信號(hào)一同輸入PowerPC 進(jìn)行數(shù)據(jù)分析處理,計(jì)算被測(cè)互感器的直流和諧波準(zhǔn)確度。
該測(cè)試儀通過(guò)高精度同步模塊實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)源模擬量和被測(cè)數(shù)字量的同步采集。如圖2 所示,標(biāo)準(zhǔn)的模擬信號(hào)在進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)就被打上精確的時(shí)標(biāo),之后標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字信號(hào)和被測(cè)數(shù)字信號(hào)在進(jìn)行FPGA 報(bào)文解析和數(shù)據(jù)分析處理時(shí)也通過(guò)同步模塊進(jìn)行精確的時(shí)間標(biāo)識(shí),即實(shí)現(xiàn)了直流電流互感器的實(shí)時(shí)同步閉環(huán)測(cè)試。由于在數(shù)據(jù)接收和處理過(guò)程中均對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行了精確的時(shí)間標(biāo)識(shí),故在因互感器不同產(chǎn)生傳輸延時(shí)和數(shù)據(jù)處理延時(shí)不同的情況下,測(cè)試儀均可正確工作。
圖2 直流電流互感器閉環(huán)測(cè)試裝置系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure of DC current transformer closed-loop test device system
圖3為現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試系統(tǒng)簡(jiǎn)化模型。
如圖3 所示,一次電流為Is,測(cè)試儀的電壓輸入為電流標(biāo)準(zhǔn)器獲得的二次電流Ib經(jīng)高準(zhǔn)確度電流互感器和標(biāo)準(zhǔn)電阻器后獲得的電壓,經(jīng)FT3/光ETH 輸入測(cè)試儀的為被測(cè)電流互感器傳來(lái)的被測(cè)電流Ic,測(cè)試儀的輸出為實(shí)際誤差εr。實(shí)際誤差的表達(dá)式為[5]
圖3 現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試系統(tǒng)簡(jiǎn)化模型Fig.3 Simplified model of field test system
式中:εc為被測(cè)通道的輸出誤差;εb為標(biāo)準(zhǔn)通道的誤差。
結(jié)合圖2、圖3 和式(1)可知,測(cè)試系統(tǒng)誤差的組成有3個(gè)方面:
1)被測(cè)通道引起的誤差εc。由于直流電流源產(chǎn)生的一次電流存在波動(dòng)性,且電流中含有一定的諧波,尤其在直流系統(tǒng)發(fā)生故障時(shí),會(huì)產(chǎn)生電流階躍現(xiàn)象,此時(shí)電流中會(huì)包含大量的諧波分量,導(dǎo)致直流互感器測(cè)量時(shí)會(huì)產(chǎn)生誤差;電流互感器測(cè)得的信號(hào)通過(guò)光纖遠(yuǎn)距離傳輸存在延時(shí)誤差。
2)標(biāo)準(zhǔn)通道引起的誤差εb。首先,電流標(biāo)準(zhǔn)器的測(cè)量精度影響二次電流Ib的準(zhǔn)確性,電流標(biāo)準(zhǔn)器的測(cè)量精度受工程現(xiàn)場(chǎng)磁場(chǎng)環(huán)境、電磁屏蔽等因素的影響;此外,高精確度電流互感器的測(cè)量精度和標(biāo)準(zhǔn)電阻器的精確性也是引起標(biāo)準(zhǔn)通道誤差的重要原因;同被測(cè)通道一樣,電流階躍產(chǎn)生的諧波分量也會(huì)引起標(biāo)準(zhǔn)通道的測(cè)量誤差。
3)互感器測(cè)試儀內(nèi)部引起的誤差。該誤差包括A/D 轉(zhuǎn)換模塊的轉(zhuǎn)換精度誤差,F(xiàn)PGA 的報(bào)文解析誤差,PowerPC進(jìn)行數(shù)據(jù)分析處理的誤差。
針對(duì)延時(shí)產(chǎn)生的誤差,所設(shè)計(jì)測(cè)試系統(tǒng)采用高精度同步模塊,將標(biāo)準(zhǔn)的模擬信號(hào)、標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字信號(hào)及被測(cè)數(shù)字信號(hào)在做相應(yīng)處理時(shí)均進(jìn)行了精確的時(shí)間標(biāo)識(shí),因此可減小或忽略該誤差的影響。
通過(guò)上述誤差分析可以發(fā)現(xiàn),忽略延時(shí)產(chǎn)生的誤差后,測(cè)試儀內(nèi)A/D 模塊的轉(zhuǎn)換精度以及系統(tǒng)發(fā)生故障產(chǎn)生電流階躍時(shí)的測(cè)量精度對(duì)直流互感器測(cè)試系統(tǒng)的準(zhǔn)確度十分重要。對(duì)于測(cè)試儀內(nèi)的A/D 模塊,采用高精度A/D 采集和EMD 濾波結(jié)合的方法來(lái)提高轉(zhuǎn)換精度,設(shè)計(jì)相應(yīng)的階躍源對(duì)直流電流互感器進(jìn)行暫態(tài)階躍響應(yīng)測(cè)試,下面對(duì)此進(jìn)行詳細(xì)介紹。
針對(duì)現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試環(huán)境產(chǎn)生的噪聲干擾、電磁干擾使A/D 采樣模塊誤差加大的問(wèn)題,采用18 位高精度A/D 實(shí)現(xiàn)信號(hào)采集,并對(duì)采樣后的數(shù)據(jù)進(jìn)行EMD濾波,提高采樣信號(hào)的準(zhǔn)確度。
EMD濾波的具體步驟如下:
1)先根據(jù)信號(hào)的極大值點(diǎn)和極小值點(diǎn)求出其上包絡(luò)線(xiàn)和下包絡(luò)線(xiàn)的平均值為
式中:v1(t),v2(t)分別為上包絡(luò)線(xiàn)和下包絡(luò)線(xiàn)。
2)將時(shí)域采樣數(shù)據(jù)s(t)和m的差值記為h,即
3)把h看做新的s(t),重復(fù)步驟1)和2),直到h滿(mǎn)足固有模態(tài)函數(shù)(intrinsic mode function,IMF)的兩個(gè)條件為止,記作:
并將r看做新的s(t),重復(fù)步驟1),2),3),將以后得到的IMF 依次記為c2,c3,…,直到r呈現(xiàn)單調(diào)趨勢(shì)時(shí)停止,于是有:
即把原信號(hào)分解為n個(gè)IMFc1,c2,…,cn和一個(gè)剩余分量r,用流程圖表示如圖4所示。
圖4 EMD分解流程圖Fig.4 The process of EMD decomposition
由于EMD 分解結(jié)果中每個(gè)固有模態(tài)函數(shù)的特征時(shí)間尺度不是在分解前事先給定的,而是算法根據(jù)信號(hào)的特征提取的,因此計(jì)算的冗余度小、計(jì)算效率高。而且由上述的分解計(jì)算過(guò)程可見(jiàn),整個(gè)經(jīng)驗(yàn)?zāi)J椒纸獠恍枰獜?fù)雜的數(shù)學(xué)計(jì)算,算法容易實(shí)現(xiàn),適用于工程應(yīng)用[6]。
在直流系統(tǒng)遭受擾動(dòng)或者發(fā)生故障時(shí),直流電流會(huì)發(fā)生階躍現(xiàn)象,產(chǎn)生大量的諧波分量,較穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)更多。因此當(dāng)直流輸電系統(tǒng)處于此類(lèi)暫態(tài)過(guò)程時(shí),要對(duì)直流電流互感器的測(cè)量精度進(jìn)行單獨(dú)測(cè)試。此時(shí)測(cè)試系統(tǒng)的直流電源要能夠模擬系統(tǒng)暫態(tài)過(guò)程中產(chǎn)生的階躍電流。本文采用的階躍源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖5所示。
圖5 直流電流互感器階躍特性仿真階躍源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.5 Step source system structure of DC Current transformer step characteristic simulation
階躍源系統(tǒng)的輸入是由PowerPC生成的階躍電流數(shù)字信號(hào)。該信號(hào)通過(guò)D/A模塊轉(zhuǎn)換成模擬小信號(hào),經(jīng)大功率線(xiàn)性電源轉(zhuǎn)換成大的模擬電流。D/A 模塊由平衡轉(zhuǎn)換模塊和信號(hào)處理及檢測(cè)模塊組成,信號(hào)處理及檢測(cè)模塊為具有超低零漂、溫漂的運(yùn)算放大器。面對(duì)電力系統(tǒng)較強(qiáng)的電磁干擾,平衡模塊可以減小運(yùn)算放大器因干擾產(chǎn)生的共模噪聲。大功率線(xiàn)性電源由功率轉(zhuǎn)換模塊和箔電阻組成。功率轉(zhuǎn)換模塊采用MOS 功率器件,箔電阻為低溫漂高精度并且電感特性很弱的檢流電阻。整個(gè)階躍源系統(tǒng)還配有過(guò)熱過(guò)載保護(hù)以保證系統(tǒng)安全。
以某特高壓直流輸電線(xiàn)路上的直流電流互感器為研究對(duì)象,該系統(tǒng)的額定電壓為±800 kV,額定電流為6.25 kA,雙極額定輸送功率為10 000 MW,線(xiàn)路全長(zhǎng)為1 234 km。送端工作在整流狀態(tài),受端為分層結(jié)構(gòu),高壓閥接500 kV 交流系統(tǒng),低壓閥接1 000 kV 交流系統(tǒng),工作在逆變狀態(tài),系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖6所示。
圖6 特高壓直流輸電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Structure diagram of UHVDC transmission system
所研究直流電流互感器位于直流輸電工程中直流線(xiàn)路上靠近換流閥處,為光電式,它主要由一次傳感器(分流器和羅氏線(xiàn)圈)、遠(yuǎn)端模塊、光纖絕緣子以及合并單元組成,如圖7所示[7]。
圖7 光電式直流電流互感器結(jié)構(gòu)圖Fig.7 Structure diagram of photoelectric DC current transformer
以該特高壓直流輸電線(xiàn)路電流為閉環(huán)測(cè)試系統(tǒng)的一次電流。被測(cè)直流電流互感器的采樣頻率為50 kHz。采用EMD 對(duì)A/D 模塊轉(zhuǎn)換后的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行分解,得到如圖8所示波形。
圖8 中,i為未經(jīng)EMD 分解的原始數(shù)字信號(hào),IMF1~I(xiàn)MF5為諧波信號(hào)分量,其中IMF1分量的頻率最高,后面隨之遞減,即隨著分解層數(shù)的增加頻率逐漸下降,ires為經(jīng)EMD 分解后提取的直流分量,同i相比,提取后直流電流諧波含量大大減少。
圖8 利用EMD提取直流分量Fig.8 Extraction of DC components by EMD
對(duì)標(biāo)準(zhǔn)值為6 250 A 的一次電流進(jìn)行測(cè)試。首先用普通的互感器測(cè)試系統(tǒng)進(jìn)行10 次數(shù)據(jù)測(cè)試,得到改進(jìn)前的電流測(cè)量值;再用選取18 位高精度A/D 轉(zhuǎn)換模塊和EMD 分解改進(jìn)的互感器測(cè)試系統(tǒng)進(jìn)行10次數(shù)據(jù)測(cè)試,得到改進(jìn)后的電流測(cè)量值。測(cè)試結(jié)果如表1所示。
表1 直流電流互感器測(cè)試系統(tǒng)量測(cè)值Tab.1 Measurement of DC current transformer test system
從表1中可以看出,直流電流互感器測(cè)試系統(tǒng)改進(jìn)前出現(xiàn)了6 292.079 A或者6 230.487 A這樣誤差較大的不良數(shù)據(jù),采用EMD分解后濾除了大量的諧波分量,雖然不能完全達(dá)到標(biāo)準(zhǔn)值,但量測(cè)值都趨近于標(biāo)準(zhǔn)數(shù)據(jù),避免了誤差較大數(shù)據(jù)的出現(xiàn)。
以該特高壓直流輸電系統(tǒng)為例,當(dāng)直流線(xiàn)路發(fā)生過(guò)渡電阻為0 Ω 的接地短路故障時(shí),實(shí)際故障波形如圖9所示。
從圖9 中可以看出,當(dāng)直流輸電系統(tǒng)發(fā)生短路故障時(shí),電流階躍變化量最大可以控制在5 000 A 以?xún)?nèi),本文所設(shè)計(jì)的階躍源通過(guò)線(xiàn)圈配件可以輸出最大達(dá)6 000 A的電流,滿(mǎn)足幅值要求。
圖9 直流輸電線(xiàn)路故障電流波形Fig.9 Fault current curve of DC transmission line
直流電流互感器階躍特性測(cè)試系統(tǒng)仍采用圖3所示閉環(huán)測(cè)試系統(tǒng)。與穩(wěn)態(tài)測(cè)試不同的是此時(shí)的直流電流源采用圖5結(jié)構(gòu)的階躍源。在進(jìn)行階躍響應(yīng)測(cè)試時(shí),為方便操作,采用幅值為200 A的階躍電流信號(hào)。未經(jīng)EMD 改進(jìn)和經(jīng)過(guò)EMD 改進(jìn)的的直流電流互感器閉環(huán)測(cè)試結(jié)果如圖10 和圖11所示。
根據(jù)圖10 和圖11 波形數(shù)據(jù)可以得到標(biāo)準(zhǔn)互感器和被測(cè)直流電流互感器暫態(tài)階躍特性對(duì)比分析如表2所示。
圖10 EMD改進(jìn)前直流電流互感器暫態(tài)階躍響應(yīng)曲線(xiàn)Fig.10 Transient step response curve of DC current transformer without EMD improvement
圖11 EMD改進(jìn)后直流電流互感器暫態(tài)階躍響應(yīng)曲線(xiàn)Fig.11 Transient step response curves of DC current transformer improved by EMD
表2 標(biāo)準(zhǔn)互感器和被測(cè)互感器階躍響應(yīng)特性對(duì)比Tab.2 Comparison of step response characteristics between standard transformer and measured transformer
從表2 中可以看出,被測(cè)互感器的上升時(shí)間略長(zhǎng)于標(biāo)準(zhǔn)互感器,最大過(guò)沖低于10%,滿(mǎn)足標(biāo)準(zhǔn)要求。相對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)互感器,被測(cè)互感器由于需要進(jìn)行數(shù)據(jù)處理、傳輸距離遠(yuǎn)等原因存在近100 μs 的延時(shí),通過(guò)與標(biāo)準(zhǔn)源對(duì)比,經(jīng)過(guò)EMD 改進(jìn)后的測(cè)試方法,并未增加測(cè)試暫態(tài)延時(shí),因此具有一定的工程實(shí)用性。
設(shè)計(jì)了直流電流互感器現(xiàn)場(chǎng)閉環(huán)測(cè)試系統(tǒng),通過(guò)在測(cè)試系統(tǒng)內(nèi)加裝高精度同步模塊解決了延時(shí)傳遞問(wèn)題。采用EMD 方法對(duì)電流直流分量進(jìn)行提取,提高了測(cè)量數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確性,并且由于該方法計(jì)算過(guò)程簡(jiǎn)單高效,適應(yīng)于工程應(yīng)用。設(shè)計(jì)了針對(duì)暫態(tài)階躍響應(yīng)測(cè)試的階躍源系統(tǒng),試驗(yàn)表明可以滿(mǎn)足階躍響應(yīng)測(cè)試要求。