史維碩，張昌浩，韓俊飛，李 強(qiáng)，何晉偉

（1. 天津大學(xué)電氣自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，天津市300072；2. 內(nèi)蒙古電力集團(tuán)有限責(zé)任公司內(nèi)蒙古電力科學(xué)研究院，內(nèi)蒙古自治區(qū)呼和浩特市010020）

0 引言

隨著設(shè)備功率等級(jí)的不斷提高，并聯(lián)電流源拓?fù)湟蚱淠K化結(jié)構(gòu)和具有靈活的控制性能而被廣泛應(yīng)用于電流源系統(tǒng)的擴(kuò)容［1-4］。在并聯(lián)變流器的相關(guān)研究中，均流控制、優(yōu)化調(diào)制方法、共模電壓抑制等為近年來電力電子學(xué)界研究的熱點(diǎn)問題［5-7］。然而，由于電壓源變流器的應(yīng)用更為廣泛，上述研究多針對(duì)電壓源變流器。近年來，隨著柔性直流輸配電、智能柔性開關(guān)（soft normally open point，SNOP）等大容量背靠背變流器的廣泛應(yīng)用，電流源變流器因其具備結(jié)構(gòu)及控制簡(jiǎn)單、短路特性好、輸入輸出波形質(zhì)量高等諸多特性重新引起了國內(nèi)外學(xué)術(shù)界的重視［8-14］。

針對(duì)電流源型變流器的均流控制與共模電壓抑制問題，文獻(xiàn)［2］分析了各類矢量的均流作用，并提出了通過中矢量的冗余挑選實(shí)現(xiàn)直流橋臂電流均衡的控制方法。在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)［3］提出了一種在線挑選零矢量的均流控制方法，通過零矢量的選取在線調(diào)節(jié)直流端口電壓，從而間接控制并聯(lián)電流源直流電流的均衡。文獻(xiàn)［4］提出了一種大、中、小矢量協(xié)同挑選的并聯(lián)電流源均流方法，并獲得了較好的均流效果。另外，文獻(xiàn)［15］提出共模電壓的峰值由調(diào)制中的零矢量產(chǎn)生，并提出了僅使用有效電流矢量進(jìn)行調(diào)制的共模電壓抑制方法。文獻(xiàn)［16］在進(jìn)行并聯(lián)電流源均流時(shí)挑選低共模電壓的中矢量，并在實(shí)現(xiàn)直流橋臂均流的基礎(chǔ)上降低了共模電壓。然而，僅采用有效矢量進(jìn)行調(diào)制會(huì)導(dǎo)致開關(guān)頻率的上升以及脈寬調(diào)制（pulse width modulation，PWM）電流中諧波含量的增加。為此，文獻(xiàn)［17］根據(jù)三相實(shí)時(shí)電網(wǎng)電壓的大小合理挑選零矢量，在保證電流波形質(zhì)量的情況下實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)電流源的共模電壓抑制。

需要說明的是，現(xiàn)有的均流策略與共模電壓抑制策略大都基于空間矢量調(diào)制（space vector modulation，SVM），但由于大容量電流源變流器產(chǎn)品開關(guān)頻率受限（＜1 kHz），目前大容量并網(wǎng)電流源產(chǎn)品多采用諧波特性更優(yōu)的特定諧波消除（selective harmonic elimination，SHE）調(diào)制方法。對(duì)于并聯(lián)電流源變流器的SHE 調(diào)制方法，文獻(xiàn)［18］針對(duì)并聯(lián)電流源拓?fù)涮岢隽艘环N多電平SHE 波形的構(gòu)造方法，大幅優(yōu)化了系統(tǒng)的諧波性能。然而，傳統(tǒng)SHE 構(gòu)造方法的開關(guān)角度固定，可調(diào)自由度受限，因此難以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)模塊的功率均衡控制和共模電壓抑制。針對(duì)上述問題，文獻(xiàn)［19］提出了一種準(zhǔn)SHE調(diào)制方法，通過向傳統(tǒng)SHE 波形中注入可在線調(diào)節(jié)的旁路脈沖，實(shí)現(xiàn)了SHE 調(diào)制下的并聯(lián)電流源直流橋臂均流控制。然而，旁路脈沖實(shí)質(zhì)上為零矢量，因此旁路脈沖的注入會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)共模電壓升高。

本文在分析大功率并聯(lián)電流源均流及共模電壓產(chǎn)生機(jī)理的基礎(chǔ)上，提出了一種五電平特定諧波消除（five-level selective harmonic elimination，5LSHE）調(diào)制方法，利用開關(guān)狀態(tài)選擇的冗余度實(shí)現(xiàn)并聯(lián)模塊的在線均流控制，同時(shí)保留了傳統(tǒng)SHE 調(diào)制方法可在較低開關(guān)頻率（550 Hz）下得到較好的輸出電流波形質(zhì)量和較低共模電壓的優(yōu)勢(shì)。

1 并聯(lián)電流源變流器模型分析

1.1 不均流原因分析

典型并聯(lián)電流源拓?fù)淙鐖D1 所示。CSC1 和CSC2 為2 個(gè)由對(duì)稱門極換流晶閘管（symmetrical gate-commutated thyristor，SGCT）組成的三相全橋電路。CSC1 與CSC2 在交流側(cè)并聯(lián)后共用1 個(gè)電感-電容（LC）濾波器與電網(wǎng)相連。其中，三相電網(wǎng)電壓為usa、usb、usc，電網(wǎng)電流為is，三相總PWM 電流為iw，濾波電流為ic，交流濾波電容為Cs，交流濾波電感為L(zhǎng)s。CSC1 與CSC2 的直流側(cè)分別連接平波電感后并聯(lián)，并向直流負(fù)載供電。其中，CSC1 上、下橋臂平波電感分別為L(zhǎng)1和L2；對(duì)應(yīng)的橋臂電流分別為ipc1和inc1；CSC2 上、下橋臂平波電感分別為L(zhǎng)3和L4，對(duì)應(yīng)的橋臂電流分別為ipc2和inc2；R為直流側(cè)負(fù)載電阻；id為負(fù)載電流；vcm為并聯(lián)電流源系統(tǒng)共模電壓；S1，1至S2，6為開關(guān)器件。

圖1 并聯(lián)電流源變流器拓?fù)銯ig.1 Topology of parallel current source converters（CSCs）

為便于分析，對(duì)并聯(lián)電流源整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行簡(jiǎn)化，忽略交流濾波電感上的壓降，得到等效拓?fù)淙鐖D2 所示。其中，4 個(gè)直流端口的對(duì)地電壓分別為upc1、unc1、upc2、unc2；V1、V2、V3、V4分別為相應(yīng)開關(guān)管的管壓降；R1、R2、R3、R4分別為相應(yīng)直流平波電感內(nèi)阻；up和un分別為負(fù)載兩端對(duì)地電壓；iwa、iwb、iwc分別為a、b、c 三相總PWM 電流。當(dāng)并聯(lián)電流源采用傳統(tǒng)SHE 調(diào)制方法時(shí)，CSC1 和CSC2 在每一時(shí)刻接收同樣的門極信號(hào)，此時(shí)upc1=upc2，unc1=unc2。然而在實(shí)際系統(tǒng)中，各開關(guān)管的管壓降往往不同，且直流平波電感的內(nèi)阻也存在差異，這必然造成2 個(gè)電流源整流器的橋臂電流不均衡，即:ipc1≠ipc2，inc1≠inc2。橋臂電流的不均衡顯然會(huì)增加系統(tǒng)的過載風(fēng)險(xiǎn)［3］。

圖2 并聯(lián)電流源變流器等效拓?fù)銯ig.2 Equivalent topology of parallel CSCs

1.2 共模電壓分析

并聯(lián)電流源系統(tǒng)的共模電壓由直流端口電壓決定［20］，即:

式中:vcm1和vcm2分別為CSC1 和CSC2 產(chǎn)生的共模電壓。

而直流端口電壓又由開關(guān)狀態(tài)和電網(wǎng)電壓決定。每個(gè)開關(guān)狀態(tài)用分號(hào)分開的4 位數(shù)表示，前2 位表示CSC1 中的2 個(gè)導(dǎo)通開關(guān)器件號(hào)，后2 位表示CSC2 中的2 個(gè)導(dǎo)通開關(guān)器件號(hào)。例如，開關(guān)狀態(tài)16:12 表 示CSC1 的 開 關(guān) 器 件S1，1和S1，6導(dǎo) 通，CSC2 的 開 關(guān) 器 件S2，1和S2，2導(dǎo) 通，其 余 以 此 類 推。當(dāng)并聯(lián)電流源的開關(guān)狀態(tài)為16:16 時(shí)，不考慮交流濾波電感上的壓降及開關(guān)管壓降，可由式（4）—式（6）計(jì)算得到系統(tǒng)共模電壓為0.25usa，因此開關(guān)狀態(tài)16:16 對(duì)應(yīng)的共模電壓峰值為0.25Um，Um為相電壓峰值。

對(duì)于三相并聯(lián)電流源變流器，當(dāng)直流電流idc恒定且直流橋臂電流均衡時(shí)，不同開關(guān)狀態(tài)可在總PWM 電 流 中 產(chǎn) 生5 種 電 平:+idc，+0.5idc，0，-0.5idc，-idc。

根據(jù)電流源的開關(guān)約束條件（任意時(shí)刻每個(gè)全橋有且只有2 個(gè)器件導(dǎo)通，一個(gè)位于上半橋，另一個(gè)位于下半橋［21］），并聯(lián)電流源共有81 種開關(guān)狀態(tài)。按照三相總PWM 電流的電平不同，可將所有開關(guān)狀態(tài)劃分為19 種PWM 電流狀態(tài)(I0，I1，…，I18)。為便于表述，定義PWM 電流的模長(zhǎng)|I|為:

在此基礎(chǔ)上，19 種PWM 電流狀態(tài)可按照PWM 電流的模長(zhǎng)進(jìn)一步被劃分為大、中、小、零4 類，分別對(duì)應(yīng)表1 中的81 種開關(guān)狀態(tài)。表1 同時(shí)給出了并聯(lián)電流源不同開關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的共模電壓峰值。表1 中:λwa=iwa/idc，λwb=iwb/idc，λwc=iwc/idc，ηU為共模電壓峰值與Um的比值。

表1 電流狀態(tài)及共模電壓Table 1 Current state and common mode voltage

由表1 可看出，大電流狀態(tài)和中電流狀態(tài)的共模電壓峰值分別為0.5Um、0.25Um；而小電流狀態(tài)和零電流狀態(tài)的共模電壓峰值分別為0.66Um或0.25Um、0.5Um或Um。需要說明的是，除大電流狀態(tài)以外的其他3 類PWM 電流狀態(tài)都存在冗余開關(guān)狀態(tài)。

1.3 直流橋臂電流均衡控制策略

如何實(shí)現(xiàn)直流橋臂的均流是保證并聯(lián)電流源變流器正常運(yùn)行的關(guān)鍵問題。如前文所述，給2 個(gè)電流源變流器施加相同的門極信號(hào)并不能保證直流橋臂電流均衡，因此大電流狀態(tài)無均流控制能力。相應(yīng)地，其他類型的電流狀態(tài)均具有通過冗余開關(guān)狀態(tài)再分配橋臂電流的能力。下面以中電流狀態(tài)I7為例對(duì)均流原理進(jìn)行分析。

附錄A 圖A1 為中電流狀態(tài)I7的2 種開關(guān)狀態(tài)16:12 和12:16 所對(duì)應(yīng)的電流回路。由附錄A 圖A1可以看出，當(dāng)電網(wǎng)電壓usb＞usc時(shí)，在開關(guān)狀態(tài)16:12下inc1將減小同時(shí)inc2將增大，而在開關(guān)狀態(tài)12:16 下inc1將增加同時(shí)inc2將減?。划?dāng)電網(wǎng)電壓usb＜usc時(shí)，橋臂電流的變化完全相反。表2 列出了中電流狀態(tài)I7冗余開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流橋臂電流的影響。

表2 中電流狀態(tài)I7對(duì)直流橋臂電流的影響Table 2 Effect of I7 in medium current state on DC bridge arm current

同理可分析其他中電流冗余開關(guān)狀態(tài)對(duì)直流橋臂電流的影響。經(jīng)分析發(fā)現(xiàn)，中電流狀態(tài)I7、I9、I11冗余開關(guān)可影響下橋臂電流，中電流狀態(tài)I8、I10、I12冗余開關(guān)可影響上橋臂電流。因此并聯(lián)電流源變流器直流橋臂電流偏差可以通過中電流狀態(tài)的冗余開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行調(diào)節(jié)，從而實(shí)現(xiàn)直流電流均衡。

2 5L-SHE 方法原理

2.1 五電平PWM 波形構(gòu)建

由前述共模電壓及電流均衡分析可知，小電流狀態(tài)和零電流狀態(tài)的共模電壓較高，因此，若僅利用大電流狀態(tài)和中電流狀態(tài)構(gòu)建5L-SHE 波形用于并聯(lián)電流源變流器調(diào)制，可避免小電流狀態(tài)和零電流狀態(tài)帶來的高共模電壓尖峰，并且可以通過中電流狀態(tài)的冗余選擇實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電流的均衡控制。

在此基礎(chǔ)上，基于傳統(tǒng)SHE 調(diào)制約束［22-25］，構(gòu)建并聯(lián)電流源5L-SHE 方法調(diào)制三相PWM 電流波形如圖3 所示（以5 自由度為例）。其中，5L-SHE 方法調(diào)制下PWM 電流波形需要滿足:①關(guān)于半波和1/4 波對(duì)稱；②每半波的中間π/3 區(qū)間不調(diào)制；③關(guān)于π/6 和5π/6 呈反鏡像對(duì)稱。圖中:θ1，θ2，…，θ5為5 個(gè)自由角度，取值范圍為（0，π/6）；θ6，θ7，…，θ10和延遲角度α1，α2，…，α10為固定角度，一旦自由角度確定下來，其相應(yīng)的值便可由下式得到:

在確定PWM 電流的波形后，便可依據(jù)表1 中不同的PWM 電流狀態(tài)選擇相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，最終生成相應(yīng)的門極信號(hào)。圖3 中PWM 電流狀態(tài)I12依據(jù)電網(wǎng)瞬時(shí)電壓與直流橋臂電流大小關(guān)系選擇開關(guān)狀態(tài)56:16 或16:56。

圖3 5L-SHE 調(diào)制波形Fig.3 5L-SHE modulation waveforms

利用傅里葉級(jí)數(shù)展開，圖3 中的a 相PWM 波形Hm(ωt)可展開為各次諧波之和:

式中:n為諧波次數(shù)，n=1，5，7，11，13，…；An為第n次諧波幅值。

理論上，5 個(gè)自由度的5L-SHE 波形可以通過全局最優(yōu)法迭代求解超越方程［18］，同時(shí)消除5 個(gè)低次諧波。為進(jìn)一步保證并網(wǎng)電流的諧波性能，本文最終采用9 個(gè)自由度的5L-SHE 波形。在9 個(gè)自由度的5L-SHE 波形下，電流源的開關(guān)頻率約為550 Hz。

2.2 控制策略

本文所提并聯(lián)電流源5L-SHE 調(diào)制及控制策略如圖4 所示。首先，三相電網(wǎng)電壓通過鎖相環(huán)（phase-locked loop，PLL）得到實(shí)時(shí)電網(wǎng)電壓相角θg。同時(shí)，總直流電流idc通過簡(jiǎn)單的比例-積分（proportional-integral，PI）控制改變參考PWM 電流相對(duì)電網(wǎng)電壓的延時(shí)角度α實(shí)現(xiàn)［26］:

圖4 并聯(lián)電流源變流器控制框圖Fig.4 Control block diagram of parallel CSCs

式中:kp和ki分別為PI 控制的比例系數(shù)和積分系數(shù)；idc，ref為 總 直 流 電 流 參 考；idc，LPF為 低 通 濾 波 后 的 總 直流電流；ωc為低通濾波器的截止頻率；s為拉普拉斯算子。

在得到波形參考后，即可參照表1 確定并聯(lián)電流源每一時(shí)刻所對(duì)應(yīng)的PWM 電流狀態(tài)。當(dāng)PWM電流狀態(tài)對(duì)應(yīng)大電流狀態(tài)時(shí)，可由表1 直接確定與其一一對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。當(dāng)對(duì)應(yīng)中電流狀態(tài)時(shí)，則需根據(jù)三相電網(wǎng)電壓和直流橋臂電流的實(shí)時(shí)狀態(tài)對(duì)冗余開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行選擇以實(shí)現(xiàn)均流控制。例如當(dāng)PWM 信 號(hào) 對(duì) 應(yīng) 中 電 流 狀 態(tài)I7時(shí)，若usb＞usc，inc1＞inc2，則選擇開關(guān)狀態(tài)16:12。最后，依據(jù)所選開關(guān)狀態(tài)生成相應(yīng)的門極信號(hào)，從而控制并聯(lián)電流源相應(yīng)功率開關(guān)器件的動(dòng)作。

3 驗(yàn)證結(jié)果

3.1 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提方案的有效性，搭建大功率并聯(lián)電流源變流器仿真模型，并將所提方案與傳統(tǒng)三電平特定諧波消除（three-level selective harmonic elimination，3L-SHE）調(diào)制方法和文獻(xiàn)［4］所提空間矢量均流調(diào)制（簡(jiǎn)稱均流SVM）方法進(jìn)行了對(duì)比。其中，3L-SHE 方法給CSC1 和CSC2 施加同樣的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。為了在相同工況下比較系統(tǒng)的控制效果，將3 種調(diào)制方法的開關(guān)頻率均設(shè)置在550 Hz 左右。為驗(yàn)證所提方案在系統(tǒng)硬件參數(shù)不一致情況下的有效性，增加直流母線電感20%的偏差用以模擬并聯(lián)電流源直流電流不均衡的工況。詳細(xì)的仿真參數(shù)見附錄A 表A1。

采用不同調(diào)制方法下系統(tǒng)直流電流和并網(wǎng)電流仿真波形如附錄A 圖A2 所示。由于2 個(gè)模塊上、下橋臂電感值不同，采用傳統(tǒng)3L-SHE 調(diào)制方法時(shí)直流電流并不能均流，CSC1 上、下直流橋臂電流為220 A，而CSC2 上、下直流橋臂電流為280 A。雖然采用均流SVM 可以實(shí)現(xiàn)直流電流均流，但直流橋臂電流紋波高達(dá)90 A。采用本文所提的5L-SHE 調(diào)制方法，可以在實(shí)現(xiàn)直流橋臂電流均流的同時(shí)將電流紋波降至40 A。

采用傳統(tǒng)3L-SHE 方法，并網(wǎng)電流諧波特性較好，總諧波畸變率（total harmonic distortion，THD）僅為3.34%。由于均流SVM 的PWM 電流中含有較高的5 次和7 次諧波，位于LC 濾波器諧振點(diǎn)附近，造成電流畸變，并網(wǎng)電流THD 高達(dá)8.46%。本文所提的5L-SHE 調(diào)制方法，并網(wǎng)電流THD 僅為3.31%，相比于均流SVM 大大降低，具有較好的并網(wǎng)電流波形質(zhì)量。

電網(wǎng)電壓跌落時(shí)的仿真波形如附錄A 圖A3 所示。當(dāng)電網(wǎng)電壓從1.0 p.u.跌落到0.8 p.u.時(shí)，直流母線電流和上、下橋臂電流出現(xiàn)了短暫的超調(diào)，但經(jīng)過系統(tǒng)的閉環(huán)控制調(diào)節(jié)作用，直流電流idc經(jīng)過0.02 s 后恢復(fù)穩(wěn)定，且在整個(gè)電網(wǎng)電壓跌落過程中系統(tǒng)一直保持著良好的直流側(cè)均流特性。此外，并網(wǎng)電流在電網(wǎng)電壓跌落過程中出現(xiàn)了短時(shí)間的諧波增加，但很快便進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后仍能保持較好的并網(wǎng)電流的電能質(zhì)量。

負(fù)載突變時(shí)直流電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)如附錄A 圖A4 所示。當(dāng)負(fù)載突然增加時(shí)，直流電流idc由300 A上升到400 A。雖然直流電流和上下橋臂電流出現(xiàn)了短暫的超調(diào)，但經(jīng)過系統(tǒng)閉環(huán)控制作用，二者快速恢復(fù)穩(wěn)定，動(dòng)態(tài)響應(yīng)十分迅速。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提5L-SHE 調(diào)制方法的有效性，基于DSP+FPGA 控制的并聯(lián)電流源實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行了傳統(tǒng)3L-SHE、均流SVM 和所提5L-SHE 調(diào)制方法的對(duì)比實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)及相應(yīng)電路圖如附錄A 圖A5 所示。3 種調(diào)制策略的開關(guān)頻率均設(shè)置在550 Hz 左右，直流電流控制參數(shù)相同。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的電路參數(shù)及控制參數(shù)如附錄A 表A2 所示。

1）穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

首先，對(duì)3 種調(diào)制策略下并聯(lián)電流源系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行了比較。其中，負(fù)載電流idc均被控制為12 A。圖5 為3 種調(diào)制方法下的直流側(cè)電流和共模電壓實(shí)驗(yàn)波形。由圖5（a）可看出，采用3L-SHE 調(diào)制方法時(shí)，CSC1 和CSC2 上 橋臂電流ipc1和ipc2分別為3.5 A 和8.5 A，下 橋 臂 電 流inc1和inc2分 別 為2.5 A 和9.5 A，即傳統(tǒng)3L-SHE 調(diào)制方法在并聯(lián)整流器電路參數(shù)不一致的情況下無法保證直流橋臂電流 均 衡。而 由 圖5（b）和 圖5（c）可 知，采 用 均 流SVM 方法和本文所提5L-SHE 方法后，上、下橋臂電流基本均衡。但本文所提5L-SHE 方法下具有更好的直流紋波特性，直流橋臂電流的紋波由均流SVM 調(diào)制方法的3.8 A 降低至2.2 A。

圖5 不同調(diào)制方法下直流電流與共模電壓穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.5 Steady-state experimental results of DC current and common mode voltage by applying different modulation methods

同樣，由圖5 可以看出傳統(tǒng)3L-SHE 調(diào)制方法共模電壓峰值約為45 V，由于傳統(tǒng)3L-SHE 方法僅采用大電流狀態(tài)構(gòu)建PWM 電流，因此其共模電壓峰值約為電網(wǎng)相電壓峰值的一半。均流SVM 在均流策略中采用了小電流狀態(tài)，因此其共模電壓峰值為相電壓峰值的66%，約為60 V。本文所提5LSHE 調(diào)制方法選取了共模電壓較低的中電流狀態(tài)，共模電壓峰值大幅降低，僅為25 V 左右。

3 種調(diào)制方法所對(duì)應(yīng)的電網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流及其頻譜分析如附錄A 圖A6 所示。從圖中可以看出，雖然傳統(tǒng)3L-SHE 調(diào)制方法不能實(shí)現(xiàn)并聯(lián)電流源均流，但并網(wǎng)電流中的諧波均被很好地抑制，THD 僅為3.0%；采用均流SVM 方法后，PWM 電流中的大量低次諧波造成了并網(wǎng)電流波形的畸變，THD 高達(dá)9.5%；而采用本文所提5L-SHE 調(diào)制方法后，雖然相比于3L-SHE 并網(wǎng)電流波形質(zhì)量略有下降，但諧波特性仍明顯優(yōu)于均流SVM，THD 為4.1%。

輸出PWM 電流實(shí)驗(yàn)波形及其THD 如附錄A圖A7 所示。從圖中可以看出，傳統(tǒng)的3L-SHE 調(diào)制方法雖然有效抑制了5 次、7 次等低次諧波，但輸出電流中某些高次諧波含量較高；均流SVM 方法無法有效抑制低次諧波，必定會(huì)造成網(wǎng)側(cè)電流的畸變；5L-SHE 調(diào)制方法相較于傳統(tǒng)的3L-SHE 調(diào)制方法，輸出PWM 電流波形質(zhì)量有了明顯的改善，在保證有效抑制低次諧波的基礎(chǔ)上，THD 由39.3%降為29.3%。

2）暫態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由傳統(tǒng)3L-SHE 調(diào)制方法切換至本文所提5LSHE 調(diào)制方法的并聯(lián)電流源系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)如圖6 所示。由圖6（a）可以看出，由3L-SHE 調(diào)制方法切換至5L-SHE 調(diào)制方法后，上、下橋臂電流迅速均衡，動(dòng)態(tài)響應(yīng)十分迅速。圖6（b）為動(dòng)態(tài)過程中的共模電壓波形，可以看出，切換控制方案后共模電壓由傳統(tǒng)3L-SHE 調(diào)制方法的45 V 減小為25 V。圖6（c）為系統(tǒng)PWM 電流波形，可以看出，采用3L-SHE 調(diào)制方法時(shí)，總PWM 電流為三電平，2 個(gè)電流源模塊的PWM 波形峰值也因電流不平衡而不同。當(dāng)切換至所提5L-SHE 方法后，總PWM 電流變?yōu)槲咫娖讲ㄐ危? 個(gè)整流橋PWM 波形峰值迅速均衡，無超調(diào)過程。

圖6 調(diào)制方法轉(zhuǎn)換的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.6 Dynamic experimental results of modulation method transfer

4 結(jié)語

本文針對(duì)大功率并聯(lián)電流源變流器直流橋臂均流和共模電壓抑制問題，提出一種5L-SHE 調(diào)制方法，在對(duì)開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行分類的基礎(chǔ)上，合理構(gòu)建5LSHE 波形以降低共模電壓，并通過實(shí)時(shí)挑選冗余開關(guān)狀態(tài)實(shí)現(xiàn)了直流橋臂的均流控制。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提5L-SHE 調(diào)制方法可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)直流橋臂電流的均衡和共模電壓抑制。相比于具有同樣功能的類似方法，本文所提方法在極低開關(guān)頻率下具有更好的網(wǎng)側(cè)電流波形質(zhì)量和直流側(cè)電流的紋波特性。

本文所提方法僅能應(yīng)用于2 臺(tái)電流源變流器并聯(lián)的調(diào)制控制，系統(tǒng)的可擴(kuò)展性受到限制。同時(shí)，本文采用的延遲角控制并不能保證系統(tǒng)按最大功率因數(shù)運(yùn)行，因此構(gòu)建調(diào)制因數(shù)可調(diào)的5L-SHE 調(diào)制波形以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最大功率因數(shù)運(yùn)行仍需進(jìn)一步研究。

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