楊 輝

(四川野馬汽車股份有限公司，成都 610100)

0 引 言

在經典的永磁同步電動機控制系統中，電機的轉子位置往往通過旋轉變壓器、光電編碼器或磁編碼器獲得。使用物理傳感器，致使控制系統成本上升，影響系統的穩(wěn)定性和可靠性，并使得物理設備的尺寸無法進一步縮小，物理傳感器在一些行業(yè)是無法應用的。因此，無傳感器控制技術已成為一個重要的發(fā)展方向。

基于成本和可靠性的限制，家電行業(yè)大多采用無位置傳感器控制技術。傳統的空調室內風機控制采用的是無傳感器矢量控制技術，由于位置估計算法依賴于電機參數，而電機參數又會隨工況發(fā)生變化，所以位置估計精度是很難保證的。直接轉矩控制作為一種有別于矢量控制的控制策略，具有對電機參數依賴性小、控制簡單、轉矩響應快和動態(tài)性能好的優(yōu)點，顯然，空調風機的控制更適合采用直接轉矩控制。另外，傳統的風機起動過程包括定位、開環(huán)和閉環(huán)三個部分，耗時較長；而直接轉矩控制無需定位，縮短了起動時間，更能滿足用戶對舒適性的需求。因此，無傳感器直接轉矩控制方法更適用于空調室內風機的控制。

以往關于無傳感器直接轉矩控制的研究多集中在仿真與實驗階段，對工程應用而言都存在著一定的缺陷。例如，文獻[1]采用了坐標變換，這就失去了直接轉矩控制不需解耦的優(yōu)勢；文獻[2]采用的方法對電機參數攝動、外部干擾、測量噪聲和過程噪聲都具有較強的魯棒性，但是涉及到復雜的矩陣計算，且矩陣中含有角度參數，很難滿足工程實時性要求；文獻[3]采用了基于瞬時功角檢測的速度估計方案和滑模變結構直接轉矩控制策略，取得了良好的控制效果，但對硬件要求太高，不易實現產品化。在多數工程應用中，特別是家電行業(yè)，出于成本的壓力，芯片的資源往往是極其有限的，許多復雜的算法通常是無法應用的。針對上述不足，本文給出了一種易于工程實現的無傳感器直接轉矩控制方法。

1 基本原理

1.1 直接轉矩控制的基本原理

永磁同步電動機直接轉矩控制(以下簡稱DTC)的基本原理[4]是，在轉子磁鏈不變的條件下，維持定子磁鏈幅值為一定值，通過控制定子磁鏈旋轉速度實時調節(jié)轉矩角，以控制電機轉矩追隨給定轉矩，從而達到調速的目的。

反電動勢積分方程：

(1)

式中:uα，uβ為α，β軸輸入電壓；Iα，Iβ為α，β軸測量電流；R為電機相電阻；ψα，ψβ為α，β軸定子磁鏈。

定子磁鏈幅值方程：

(2)

定子磁鏈相位角方程：

(3)

轉矩觀測器方程：

Test=1.5p(ψαIβ-ψβIα)

(4)

式中：p表示極對數。

DTC應用滯環(huán)比較器控制轉矩誤差，在一個控制周期內，只有8個基本的空間矢量可選，因此矢量切換是步進式的，這造成了轉矩和磁鏈的脈動。文獻[5]給出了一種應用矢量控制代替開關表的控制方法。

由文獻[5]可得到下面的公式：

(5)

(6)

式中：T為采樣時間;uα，uβ為α，β軸電壓。角位置可由該電壓求?。?/p>

(7)

1.2 改進型積分器

DTC中定子磁鏈計算一般采用式(1)的反電動勢積分算法，該方法的純積分器存在積分初值問題，即直流分量導致的積分累積飽和問題。因此，Jun Hu等[6]提出了三種改進型積分器，這三種改進型積分器有效提升了定子磁鏈觀測的精度，也延續(xù)了積分器的簡單結構。下面我們給出第三種改進型積分器，如圖1所示。

圖1 改進型積分器

圖1中，C/P為直角坐標系到極坐標系轉換，P/C是極坐標系到直角坐標系的轉換。該結構中飽和限幅器對磁鏈幅值進行限制，而對ψs相位沒有影響。通過直角坐標系到極坐標系之間兩次變換使得磁鏈相位不變，即磁鏈補償信號相位等于磁鏈矢量ψs相位。

ψs和γ可根據式(2)、式(3)求取，ψ′s由下式求?。?/p>

(8)

ψ′α，ψ′β根據下式求?。?/p>

(9)

在工程應用中，正余弦的求取是相對耗時的，可以轉換成下式求?。?/p>

(10)

2 工程應用中應該考慮的問題

在無傳感器DTC系統中，轉矩、轉角最終都是通過測量電流和給定電壓估算的，而在低速和設備剛剛起動時，這兩個量是不穩(wěn)定的。因此，對于無傳感器控制方式而言，在設備低速或者起動階段實現速度閉環(huán)是十分困難的，一般都采取先開環(huán)后閉環(huán)的控制方式。如前所述，在家電行業(yè)基于成本壓力，使用較高級的硬件平臺可能性較小，為了滿足實時性要求，控制算法應盡量簡化。另外，為了保證設備運行的可靠性，需要對切換過程做適當的平滑處理，并對輸出電壓做恰當的限制。魯棒性是另一個重要的工程指標，當導致設備起動或運行失敗的外部擾動消失時，設備應該能夠立即自行恢復。

2.1 開環(huán)控制與閉環(huán)控制

開環(huán)控制采用給定恒定負載角增量δ的控制方式，為了使設備開環(huán)起動可靠，將式(6)簡化如下：

(11)

這樣就能保證uα，uβ的正交特性，確保開環(huán)起動的穩(wěn)定性。

角度按恒定速度給定，見下式：

γn=γn-1+ωrefT

(12)

式中:γn，γn-1分別為n和n-1時刻的定子磁鏈角；ωref為給定的恒定速度；T為采樣時間。應該注意，在起動時，給定速度需要從0逐漸增加到ωref，否則容易導致起動失敗。

當由開環(huán)控制切換到閉環(huán)控制時，應該保證負載角增量δ和α，β軸輸出電壓的平滑過渡，否則容易導致切換失敗。負載角增量δ可采用簡單的線性過渡，α，β軸輸出電壓的平滑過渡見下式：

u′α(n)=uα(n)u′s(n)/us(n)

u′β(n)=uβ(n)u′s(n)/us(n)

式中:uα(n)，uβ(n)為n時刻α，β軸計算的輸出電壓；uα(n-1)，uβ(n-1)為n-1時刻的α，β軸計算的輸出電壓；us(n)為n時刻的計算電壓的合成電壓；u′s(n)為n時刻實際輸出電壓的合成電壓；u′α(n)，u′β(n)為n時刻實際的輸出電壓；σ為合成電壓增量門限。經過上述處理，即使α，β軸計算的輸出電壓有較大變化，實際的α，β軸輸出電壓變化也是平滑的。

2.2 鎖相環(huán)

在工程應用中，通常采取速度、轉矩雙閉環(huán)控制系統，如圖2所示。

圖2 無傳感器直接轉矩控制系統框圖

圖2中，ASR為速度調節(jié)器，PI為轉矩環(huán)的PI調節(jié)器。

觀測速度需要利用鎖相環(huán)求取，簡單的角度微分求取速度會含有大量微分噪聲，不能直接應用于工程中。鎖相環(huán)框圖如圖3所示。

圖3 鎖相環(huán)

需要注意的是，盡管鎖相環(huán)求取的速度在質量上遠好于直接微分求取的速度，但仍需增加低通濾波環(huán)節(jié)后才能使用，否則容易導致速度閉環(huán)失敗。

2.3 魯棒性

魯棒性是工程化應用的另一個主要考核指標。在設備起動或運行過程中，可能突遇擾動導致起動或運行失敗，當外部擾動消失時，設備應該能夠快速自行恢復。本文采用開閉環(huán)可逆切換的方式來提高系統魯棒性。具體過程描述如下：

當設備在起動或運行過程中，如遇到外部干擾導致設備無法正常運行時，設備將保持在開環(huán)運行狀態(tài)，以恒定轉速旋轉定子磁鏈。干擾一旦消失，定子磁鏈就會帶動轉子開環(huán)旋轉，直至進入閉環(huán)正常運行。

顯然，外部干擾加入與消失的判斷準則是系統開閉環(huán)可逆切換控制的關鍵。下面給出具體的判斷準則：

開環(huán)運行時，若ω(n)>ε1且ω(n)-ω(n-1)<ε2,t>τ1，則進入閉環(huán)；閉環(huán)運行時，若ω(n)<ε1或ω(n)-ω(n-1)>ε2，t>τ2，則進入開環(huán)。

上述描述中，ω(n)，ω(n-1)為n和n-1時刻的估算速度；ε1為速度判斷門限；ε2為速度變化率判斷門限；t為連續(xù)滿足速度和速度變化率判斷條件的時間間隔；τ1，τ2為時間間隔的門限，一般τ2<τ1。

3 實 驗

下面將無傳感器DTC方法應用于某型號空調室內風機上，并與原無傳感器矢量控制方案進行比較。設定目標轉速為300 r/min。

應用PT710霍爾電流鉗獲取U相相電流，應用橫河示波器DLM2054記錄數據，設置每秒記錄數據1 250個，并設置通道濾波帶寬為8 kHz。圖4～圖7的波形均為U相相電流波形，圖中橫坐標為記錄點數，縱坐標單位為mV，且每1 mV對應0.1 A電流。

圖4 傳統的風機起動方式

3.1 起動過程的比較

對比圖4和圖5，不難看出，起動時間由原來的7 s縮短為2 s，這使得用戶可以更快地感受到空調的送風，從而提升產品的舒適度。圖5中，由于采用恒負載角增量δ控制，根據式(5)和式(11)，α，β軸電壓uα，uβ幅值為常量，因此隨著轉速即反電動勢的增加，相電流會隨之減小。

圖5 DTC的起動方式

3.2 運行過程突遇堵轉的比較

對比圖6和圖7可見，傳統的控制方式，在突遇堵轉時會立即停機，然后二次起動；而本文給出的控制方法，在突遇堵轉時仍然以開環(huán)運行，一旦堵轉轉矩消失，會立即加速至閉環(huán)，大大提升了設備的抗擾能力。

圖6 傳統控制方式遇到突加堵轉的響應

圖7 DTC遇到突加堵轉的響應

4 結 語

與傳統無傳感器DTC相比，本文的方案算法更為簡單，并且為了確保工程化應用的可靠性，給出了開閉環(huán)切換的過渡方法。

為了滿足工程化抗擾性要求，本文提出了開閉環(huán)可逆切換的控制方法。

與傳統的空調室內風機控制方案進行了對比，實驗結果表明，本文的方法加快了設備的起動速度，且有更優(yōu)越的魯棒性。