劉亞超，高健,2，鐘永彬，張攬宇

(1.廣東工業(yè)大學(xué)精密電子制造技術(shù)與裝備國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣東廣州，510006；2.廣東工業(yè)大學(xué)智能檢測(cè)與制造物聯(lián)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣東廣州，510006)

時(shí)間滯后環(huán)節(jié)廣泛存在于冶金、化工以及造紙等工業(yè)生產(chǎn)過程中[1]。對(duì)于典型的一階時(shí)滯系統(tǒng)，通常用滯后時(shí)間與時(shí)間常數(shù)的比值來衡量系統(tǒng)受時(shí)滯影響的程度，一般當(dāng)比值大于等于0.5時(shí)，生產(chǎn)系統(tǒng)屬于大時(shí)滯系統(tǒng)，控制難度大，常規(guī)的PID 控制無法滿足工業(yè)控制要求[2-3]。近年來，HAN[4]提出了自抗擾控制(active disturbance rejection control，ADRC)技術(shù)，由于其獨(dú)特的擾動(dòng)估計(jì)和補(bǔ)償效果，被逐漸應(yīng)用到時(shí)滯系統(tǒng)的控制中，并提出了無視時(shí)滯法、階次提高法、輸入預(yù)估法以及輸出預(yù)估法等4 種方法[5]，但這些方法均具有非線性環(huán)節(jié)，參數(shù)多整定難，且多適用于小時(shí)滯的場(chǎng)合[6-10]。GAO[11]利用線性化處理和極點(diǎn)配置原理，提出了線性自抗擾控制(linear ADRC，LADRC)結(jié)構(gòu)，降低了控制參數(shù)的數(shù)量，大大方便了自抗擾控制的工程實(shí)現(xiàn)[12-18]。但對(duì)于時(shí)滯系統(tǒng)，由于線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(linear extend state observer,LESO)的控制輸入和系統(tǒng)反饋在時(shí)間軸上不匹配，嚴(yán)重限制了自抗擾控制的控制能力。尤其對(duì)于大時(shí)滯系統(tǒng)而言，更需要解決2路信號(hào)的不匹配問題。ZHAO 等[19]通過對(duì)控制輸入進(jìn)行滯后，提出了一種改進(jìn)的自抗擾控制(modified ADRC,MADRC)方法，但這種方法難以改善自抗擾控制在大時(shí)滯系統(tǒng)中的控制效果。ZHENG 等[20-21]利用Smith 預(yù)估器，提出了預(yù)估自抗擾控制(predictive ADRC，PADRC)方法，以解決輸入LESO的2路信號(hào)不匹配問題，但這種方法比較依賴被控對(duì)象的系統(tǒng)模型參數(shù)，控制魯棒性較差。王春陽等[22]在自抗擾控制中引入滯后時(shí)間削弱原理，通過一階泰勒展開對(duì)時(shí)滯環(huán)節(jié)進(jìn)行近似，將大時(shí)滯系統(tǒng)轉(zhuǎn)化為小時(shí)滯系統(tǒng)進(jìn)行控制。該方法基于傳統(tǒng)的非線性自抗擾控制，缺乏閉環(huán)穩(wěn)定性分析，參數(shù)整定復(fù)雜，另外，對(duì)于大的時(shí)間滯后環(huán)節(jié)采用一階泰勒展開并不適用。針對(duì)這些問題，本文通過一階Pade 近似，設(shè)計(jì)一種新的滯后時(shí)間削弱結(jié)構(gòu)。結(jié)合線性自抗擾控制思想提出滯后時(shí)滯削弱自抗擾控制(reduced time-delay ADRC，RTADRC)方法，采用頻域分析的方法推導(dǎo)RTADRC的閉環(huán)穩(wěn)定性，并給出控制參數(shù)的整定規(guī)則。通過仿真實(shí)驗(yàn)，比較RTADRC方法與已有算法的控制性能。

1 自抗擾控制理論

1.1 線性自抗擾控制結(jié)構(gòu)

不含時(shí)滯環(huán)節(jié)的一階慣性積分系統(tǒng)的微分方程表示為

令f(y,u,w)=-ay+bw+(b-b0)u，則

式中：y為系統(tǒng)輸出；u為控制輸入；w為未知的外部擾動(dòng)；a和b為系統(tǒng)參數(shù)；b0為b的估計(jì)值；f(y,u,w)為總擾動(dòng)，包括系統(tǒng)內(nèi)部不確定動(dòng)態(tài)和外部擾動(dòng)。

令x1=y，x2=f。假設(shè)總擾動(dòng)f有界且可導(dǎo)，則原系統(tǒng)的擴(kuò)張狀態(tài)方程為

根據(jù)式(3)設(shè)計(jì)LESO:

式中：Z=[z1z2]T為X的觀測(cè)狀態(tài)矩陣；L=[β1β2]T為觀測(cè)器的增益參數(shù)矩陣。

線性誤差反饋控制律為

式中：r為參考輸入；k1為控制器增益。

1.2 信號(hào)不匹配問題

假設(shè)LESO輸出的z1和z2能夠分別準(zhǔn)確地估計(jì)系統(tǒng)輸出y和總擾動(dòng)f，結(jié)合式(2)和式(5)可得

在線性自抗擾控制中，通過LESO對(duì)總擾動(dòng)的準(zhǔn)確估計(jì)和實(shí)時(shí)補(bǔ)償，能夠?qū)⒈豢貙?duì)象改造成簡(jiǎn)單的積分串聯(lián)型，不僅大大方便了控制器的設(shè)計(jì)，而且具有突出的干擾抑制能力。

通常一階時(shí)滯系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為

式中：K為系統(tǒng)增益；T為時(shí)間常數(shù)；τ為滯后時(shí)間；b=K/T；a=1/T?？紤]存在外部的未知擾動(dòng)作用，式(7)的微分形式為

由于滯后時(shí)間的存在，系統(tǒng)的實(shí)際輸出yp(t-τ)相比于控制輸入u(t)在時(shí)間上滯后了τ，如圖1所示，使得LESO 的2 路輸入信號(hào)在時(shí)間軸上不匹配，將嚴(yán)重影響LESO的估計(jì)精度，進(jìn)而降低自抗擾控制對(duì)被控對(duì)象的改造效率。對(duì)于大時(shí)滯系統(tǒng)來說，這種信號(hào)的不匹配問題將更加嚴(yán)重，大大增加了LESO 的工作負(fù)擔(dān)。雖然通過增大LESO 的觀測(cè)增益能夠在一定程度上減小估計(jì)信號(hào)的相位損失，提高對(duì)各階狀態(tài)的觀測(cè)精度，但又會(huì)帶來額外的高頻噪聲影響和增加控制成本等問題。目前，對(duì)于輸入LESO 信號(hào)的不同步問題，多引用Smith預(yù)估器進(jìn)行解決，如文獻(xiàn)[21]提出的PADRC方法。另外，文獻(xiàn)[19]提出的MADRC方法將控制輸入量滯后，也能夠匹配2路輸入信號(hào)。但是，這類方法比較依賴系統(tǒng)的模型參數(shù)，當(dāng)實(shí)際系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生很小的攝動(dòng)，就可能會(huì)引起控制系統(tǒng)的不穩(wěn)定，無法滿足大時(shí)滯系統(tǒng)的工業(yè)控制要求。

圖1 常規(guī)線性自抗擾控制結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of conventional LADRC

2 滯后時(shí)間削弱自抗擾控制

2.1 滯后時(shí)間削弱原理

滯后時(shí)間削弱是指將大的時(shí)間滯后轉(zhuǎn)化為較小的時(shí)滯延遲，以減小輸入信號(hào)的不匹配程度，從而降低LESO的觀測(cè)負(fù)擔(dān)并提高觀測(cè)精度。本文所設(shè)計(jì)的滯后時(shí)間削弱結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 滯后時(shí)間削弱結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of reduced time-delay

經(jīng)過滯后時(shí)間削弱結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)化后的新被控對(duì)象為

式中：am，bm和τm分別為a，b和τ的模型參數(shù)；lm為削弱因子。

假設(shè)am=a，bm=b，τm=τ，時(shí)滯環(huán)節(jié)取一階Pade近似：e-τs≈(2-τs)/(2+τs)，則

比較式(7)和式(10)可知，經(jīng)過2 次Pade 近似，滯后時(shí)間削弱結(jié)構(gòu)將新被控對(duì)象的滯后時(shí)間縮小為原被控對(duì)象滯后時(shí)間的1/lm。特別地，當(dāng)lm=1時(shí)，有Grt(s)=Gp(s)，該結(jié)構(gòu)不起削弱作用；當(dāng)lm足夠大時(shí)，有Grt(s)≈b/(s+a)，該結(jié)構(gòu)將大時(shí)滯對(duì)象近似改造成一階慣性環(huán)節(jié)。

2.2 滯后時(shí)間削弱自抗擾控制設(shè)計(jì)

由圖2和式(10)可知，經(jīng)過時(shí)間滯后削弱環(huán)節(jié)得到的系統(tǒng)反饋信號(hào)不是真正的系統(tǒng)輸出信號(hào)，而是將滯后時(shí)間縮小為原被控對(duì)象滯后時(shí)間的1/lm，從而降低了給到LESO 兩路信號(hào)在時(shí)間軸上的不匹配程度。設(shè)計(jì)的RTADRC 結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3中：Gp0=b/(s+a)；Gm0=bm/(s+am)；Lm=(2lm-2)/(τms+2)；yp為系統(tǒng)的實(shí)際輸出；ym為不含時(shí)滯的一階慣性環(huán)節(jié)在u(t)下的輸出；yrt為經(jīng)過時(shí)間滯后削弱后的系統(tǒng)輸出反饋信號(hào)。

圖3 滯后時(shí)間削弱自抗擾控制結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of RTADRC

考慮到實(shí)際工業(yè)過程中模型參數(shù)與系統(tǒng)參數(shù)不可能完全一致，而且2 次Pade 近似會(huì)引入額外的模型誤差，可將這些誤差統(tǒng)一到總擾動(dòng)的范疇，通過LESO 對(duì)其進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償，以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定控制。下面通過頻域分析，說明RTADRC的穩(wěn)定性。

2.3 頻域分析

在零初始條件下，根據(jù)式(4)和圖3推導(dǎo)出LESO的傳遞函數(shù)為

將式(11)代入式(5)，可得控制輸入的傳遞函數(shù)表達(dá)式：

根據(jù)式(12)，得到RTADRC的單回路閉環(huán)反饋結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4中：

圖4 RTADRC的單回路反饋結(jié)構(gòu)Fig.4 Single loop feedback structure of RTADRC

式中：

于是，開環(huán)傳遞函數(shù)為

當(dāng)不引入滯后時(shí)間削弱措施即lm=1時(shí)，有

式(16)為常規(guī)線性自抗擾的開環(huán)傳遞函數(shù)，對(duì)應(yīng)開環(huán)極點(diǎn)分別為s1=0和s2=-(β1+k1)。

當(dāng)引入滯后時(shí)間削弱措施，且lm足夠大時(shí)，有

當(dāng)控制參數(shù)相同時(shí)，式(17)對(duì)應(yīng)的開環(huán)極點(diǎn)相比較于常規(guī)線性自抗擾向左平面移動(dòng)，說明系統(tǒng)的穩(wěn)定性得以提高。

2.4 參數(shù)整定

一階大時(shí)滯系統(tǒng)的滯后時(shí)間削弱自抗擾控制共有5個(gè)參數(shù)(k1，β1，β2，b0，lm)需要調(diào)節(jié)。其中，控制器增益參數(shù)和觀測(cè)器增益參數(shù)可通過極點(diǎn)配置的帶寬法進(jìn)行整定[11]，即

式中：wc為控制器帶寬；wo為觀測(cè)器帶寬，一般取wo=(2～5)wc。wc越大，有利于加快系統(tǒng)的跟蹤響應(yīng)，減小上升時(shí)間，但是易出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象，引起系統(tǒng)振蕩等問題；wo越大，LESO對(duì)系統(tǒng)各階狀態(tài)的估計(jì)信號(hào)相位損失越小，但可能會(huì)導(dǎo)致高頻噪聲的放大，進(jìn)而惡化閉環(huán)系統(tǒng)的控制性能。尤其對(duì)大時(shí)滯系統(tǒng)來說，過大的wc和wo會(huì)對(duì)系統(tǒng)滯后時(shí)間的攝動(dòng)更加敏感，很小的系統(tǒng)參數(shù)變化就可能會(huì)引起整個(gè)控制系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此，在能夠滿足性能指標(biāo)的前提下，wc和wo越小越好。

對(duì)于無時(shí)滯的系統(tǒng)，b0作為b的估計(jì)值，一般在b附近取值即可。b0越大，系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度越大，但調(diào)節(jié)時(shí)間會(huì)有所加長(zhǎng)。當(dāng)b已知時(shí)，直接取b0=b即可。但對(duì)于有時(shí)滯的系統(tǒng)尤其是大滯后的系統(tǒng)，為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性通常需要取一個(gè)較大的b0。b0=nb，n由滯后時(shí)間與時(shí)間常數(shù)的比值決定，比值越大，n越大。經(jīng)過大量仿真，本文推薦n取2～10。lm決定了滯后時(shí)間的削弱尺度，lm越大，改造后的被控對(duì)象時(shí)滯時(shí)間越小，給到LESO 的2路輸入信號(hào)的不匹配程度越小。以將大時(shí)滯系統(tǒng)改造成小時(shí)滯系統(tǒng)為準(zhǔn)則，取lm≥2τ/T。

在實(shí)際的工業(yè)應(yīng)用中，可根據(jù)上述的參數(shù)整定規(guī)律先選擇一組較大的b0和lm，然后，調(diào)節(jié)wc和wo使系統(tǒng)響應(yīng)穩(wěn)定，最后，根據(jù)控制指標(biāo)要求對(duì)控制參數(shù)進(jìn)行細(xì)調(diào)，最終確定控制參數(shù)，也可以采用智能優(yōu)化算法進(jìn)一步對(duì)控制參數(shù)進(jìn)行尋優(yōu)，以達(dá)到更好的控制性能。

3 仿真研究

3.1 工業(yè)濁度大時(shí)滯系統(tǒng)

選取文獻(xiàn)[21]中的一階工業(yè)濁度大時(shí)滯系統(tǒng)，其傳遞函數(shù)為

該系統(tǒng)的模型參數(shù)為：K=0.85，T=1 200，τ=1 800，a=1/1 200，b=0.85/1 200。滯后時(shí)間與時(shí)間常數(shù)之比為1.5，屬于典型的大時(shí)滯系統(tǒng)。仿真實(shí)驗(yàn)中，將本文所提出的RTADRC方法與PI-Smith方法、文獻(xiàn)[21]提出的PADRC方法以及文獻(xiàn)[19]提出的MADRC方法進(jìn)行對(duì)比。其中PADRC和PI-Smith的參數(shù)采用文獻(xiàn)[21]中的整定結(jié)果，MADRC 的參數(shù)根據(jù)文[19]中的整定規(guī)則進(jìn)行選取。為公平比較，本文方法選取的帶寬參數(shù)與PADRC 保持一致。根據(jù)整定準(zhǔn)則，應(yīng)取lm≥3，由于該過程滯后時(shí)間很大，這里取lm=100。具體控制參數(shù)見表1。

表1 系統(tǒng)(19)的控制參數(shù)Table 1 Control parameters of system(19)

3.1.1 理想模型仿真

假設(shè)模型精確，進(jìn)行單位階躍響應(yīng)，并在t=15 000 s 處加入幅值為-0.5的階躍擾動(dòng)。系統(tǒng)的輸出量和控制輸入量如圖5所示。

由圖5可知，在理想模型下RTADRC 與PADRC 方法具有相似的控制性能，都能夠較好地解決大時(shí)滯系統(tǒng)的信號(hào)不匹配問題，相比于MADRC和PI-Smith方法，具有更好的跟蹤效果和擾動(dòng)抑制能力。但在實(shí)際過程中，系統(tǒng)參數(shù)與模型參數(shù)不可能完全相同，滯后時(shí)間、系統(tǒng)增益以及時(shí)間常數(shù)都會(huì)存在一定的攝動(dòng)范圍。滯后時(shí)間與時(shí)間常數(shù)的比值決定了系統(tǒng)時(shí)滯的嚴(yán)重程度，下面考慮當(dāng)滯后時(shí)間和時(shí)間常數(shù)發(fā)生變化時(shí)，該工業(yè)濁度大時(shí)滯系統(tǒng)在幾種控制方法下的魯棒性測(cè)試結(jié)果。

圖5 理想模型(19)下的系統(tǒng)響應(yīng)Fig.5 System response with ideal model(19)

3.1.2 參數(shù)攝動(dòng)仿真

保持理想模型下的控制參數(shù)不變，假設(shè)滯后時(shí)間增加20%和時(shí)間常數(shù)減小20%，即系統(tǒng)時(shí)滯的嚴(yán)重程度有所增加時(shí)，閉環(huán)響應(yīng)的輸出量和控制量如圖6所示。同樣地，假設(shè)滯后時(shí)間減小20%和時(shí)間常數(shù)增大20%，即系統(tǒng)時(shí)滯的嚴(yán)重程度有所減弱時(shí)，閉環(huán)響應(yīng)的輸出量和控制量如圖7所示。

圖6 系統(tǒng)在參數(shù)攝動(dòng)下的閉環(huán)響應(yīng)(滯后時(shí)間增加20%和時(shí)間常數(shù)減小20%)Fig.6 Closed-loop response of system with parameter perturbation(time-delay increased 20%and time constant reduced 20%)

由圖6可知：當(dāng)系統(tǒng)的時(shí)滯程度更加嚴(yán)重時(shí)，RTADRC 方法出現(xiàn)了一定的超調(diào)，但是很快調(diào)節(jié)到目標(biāo)值，滿足工業(yè)控制要求；相比于MADRC方法，PADRC 方法出現(xiàn)了更大的振蕩以及更大幅度的控制信號(hào)波動(dòng)，說明PADRC方法更加依賴系統(tǒng)的模型，對(duì)模型參數(shù)的攝動(dòng)更加敏感；PI-Smith方法雖然仍然能夠到達(dá)目標(biāo)值，但調(diào)節(jié)時(shí)間和擾動(dòng)的恢復(fù)時(shí)間都比RTADRC 方法的長(zhǎng)。由圖7可知：當(dāng)系統(tǒng)的時(shí)滯程度有所緩和時(shí)，RTADRC 方法能夠快速、平穩(wěn)地跟蹤目標(biāo)指令，而PADRC 和MADRC方法均出現(xiàn)一定的振蕩，控制信號(hào)不夠光滑。因此，當(dāng)系統(tǒng)的模型參數(shù)發(fā)生攝動(dòng)時(shí)，相比于PI-Smith，MADRC和PADRC方法，RTADRC方法仍然能夠保持良好的跟蹤性能和擾動(dòng)抑制能力。

圖7 系統(tǒng)在參數(shù)攝動(dòng)下的閉環(huán)響應(yīng)(滯后時(shí)間減小20%和時(shí)間常數(shù)增大20%)Fig.7 Closed-loop response of system with parameter perturbation(time-delay reduced 20%and time constant increased 20%)

3.2 超大時(shí)滯系統(tǒng)

為驗(yàn)證所提方法對(duì)于超大時(shí)滯系統(tǒng)的控制效果，選取文獻(xiàn)[22]中的模型為研究對(duì)象，傳遞函數(shù)為

其模型參數(shù)為：K=1，T=0.1，τ=30，a=10，b=10，滯后時(shí)間與時(shí)間常數(shù)之比高達(dá)300。PI-Smith 方法的參數(shù)采用文獻(xiàn)[22]中的整定結(jié)果，RTADRC 方法的控制參數(shù)與PADRC 方法的一致，lm根據(jù)整定準(zhǔn)則，應(yīng)取lm≥600，這里直接取lm=600。具體控制參數(shù)見表2。

表2 系統(tǒng)(20)的控制參數(shù)Table 2 Control parameters of system(20)

3.2.1 理想模型仿真結(jié)果

對(duì)于理性模型的仿真結(jié)果如圖8所示。由于3種控制器的參數(shù)按照各自的調(diào)參規(guī)則進(jìn)行了整定，在輸入目標(biāo)指令時(shí)，3種控制方法均具有較強(qiáng)的跟蹤能力，能夠快速無超調(diào)到達(dá)目標(biāo)值，但RTADRC與MADRC方法的控制輸入信號(hào)較PI-Smith方法的控制輸入信號(hào)更加光滑且不存在突變。

圖8 理想模型(20)下的系統(tǒng)響應(yīng)Fig.8 System response with ideal model(20)

3.2.2 參數(shù)攝動(dòng)仿真

對(duì)于這種時(shí)滯程度十分嚴(yán)重的系統(tǒng)，很小的參數(shù)變化就可能會(huì)導(dǎo)致整個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)不穩(wěn)定，尤其是滯后時(shí)間發(fā)生攝動(dòng)。將滯后時(shí)間增加5%，保持表2中的控制器參數(shù)不變，仿真結(jié)果如圖9所示。由圖9可見：無論是PI-Smith方法還是PADRC方法，由于均含有依賴模型參數(shù)的Smith 預(yù)估結(jié)構(gòu)，對(duì)滯后時(shí)間參數(shù)的攝動(dòng)均比較敏感，在滯后時(shí)間只增加5%的情況下控制性能便變得很不理想。而RTADRC 方法由于減小了滯后時(shí)間，同時(shí)增大了滯后時(shí)間的攝動(dòng)范圍，因此，在滯后時(shí)間發(fā)生變化時(shí)仍然具有良好的控制能力，能夠滿足超大時(shí)滯系統(tǒng)的工業(yè)控制要求。

圖9 系統(tǒng)在參數(shù)攝動(dòng)下的閉環(huán)響應(yīng)(滯后時(shí)間增加5%)Fig.9 Closed-loop response of system with parameter perturbation(time-delay increased 5%)

3.2.3 削弱因子變化

削弱因子lm決定了滯后時(shí)間的削弱程度，理論上取lm≥2τ/T便能夠?qū)⒋髸r(shí)滯系統(tǒng)轉(zhuǎn)化成小時(shí)滯系統(tǒng)進(jìn)行控制。為驗(yàn)證lm對(duì)于控制性能的影響，在理想模型下保持RTADRC 方法的其余控制參數(shù)不變，削弱因子lm分別取30，100，300和1 000進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，仿真結(jié)果如圖10所示。從圖10可見：隨著lm增大，時(shí)滯環(huán)節(jié)帶來的不良影響逐漸減小，當(dāng)lm≥2τ/T時(shí)便能夠獲得滿意的控制性能。

圖10 系統(tǒng)在削弱因子變化下的閉環(huán)響應(yīng)Fig.10 Closed-loop response of system with weakening factor change

雖然在對(duì)被控對(duì)象的滯后時(shí)間削弱處理過程中采取了2 次Pade 近似，引入了一定的模型不確定性，但是結(jié)合自抗擾控制的獨(dú)特優(yōu)勢(shì)，即對(duì)于總擾動(dòng)的精確估計(jì)和實(shí)時(shí)補(bǔ)償，使得基于滯后時(shí)間削弱的自抗擾控制比其他控制方法具有更強(qiáng)的控制能力，十分適用于大時(shí)滯系統(tǒng)的穩(wěn)定控制。

4 結(jié)論

1)本文提出的滯后時(shí)間削弱結(jié)構(gòu)能夠?qū)⒋髸r(shí)滯對(duì)象轉(zhuǎn)化為理想的小時(shí)滯對(duì)象進(jìn)行控制，有效降低了輸入到LESO中2路信號(hào)的不匹配程度，降低了LESO的觀測(cè)負(fù)擔(dān)，提高了觀測(cè)精度。

2)在相同控制參數(shù)下，RTADRC 方法具有比常規(guī)自抗擾控制方法更強(qiáng)的穩(wěn)定性，并給出了控制參數(shù)的整定規(guī)則。

3)相比較于已有的控制算法，RTADRC 方法不依賴系統(tǒng)模型，當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生攝動(dòng)時(shí)，仍然具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。