張緒 ，嵇保健 ，2，李俊

（1.南京工業(yè)大學(xué)電氣工程與控制科學(xué)學(xué)院，江蘇 南京 211816；2.南京理工大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 210094)

隨著光伏、風(fēng)能等可再生能源發(fā)電的普及，人們對(duì)電能變換的效率、質(zhì)量要求也越來(lái)越高，環(huán)境變化對(duì)可再生能源發(fā)電影響較大，發(fā)電電壓容易隨著環(huán)境的波動(dòng)而波動(dòng)，這就對(duì)功率變換器的輸入電壓范圍適應(yīng)性提出了較高要求[1-2]。

變結(jié)構(gòu)技術(shù)為擴(kuò)寬輸入電壓范圍提供了一種新的思路，變換器可根據(jù)輸入電壓的不同，切換到不同的結(jié)構(gòu)工作。為了使變換器對(duì)輸入電壓適應(yīng)性更強(qiáng)，文獻(xiàn)[3]不惜以增加電路復(fù)雜程度為代價(jià)，提出將移相全橋變換器和推挽結(jié)構(gòu)混合，通過(guò)對(duì)輸入電壓進(jìn)行檢測(cè)，讓其根據(jù)不同輸入電壓，以不同的拓?fù)涔ぷ?；文獻(xiàn)[4]為了使變換器具有更寬的輸入電壓，在傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上增加了功率器件和冗余電路，雖然實(shí)現(xiàn)了擴(kuò)寬輸入電壓的目的，但是電路結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，控制難度也大幅度增加。

匝比變換方案屬于變結(jié)構(gòu)方案中比較簡(jiǎn)便的一種，其最明顯的優(yōu)點(diǎn)在于器件增加少，控制方便，且該技術(shù)可應(yīng)用在多種隔離型變換器中以適應(yīng)寬輸入電壓范圍。有源鉗位正激變換器是一種非常典型的隔離型變換器，在中小功率領(lǐng)域應(yīng)用廣泛。為進(jìn)一步優(yōu)化該變換器，減小原邊器件應(yīng)力，文獻(xiàn)[5]提出一種在輸入電壓較高時(shí)也能穩(wěn)定工作的三開關(guān)有源鉗位正激變換器；文獻(xiàn)[6]則提出一種新型高效率變換器，但拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)非常復(fù)雜。以上變結(jié)構(gòu)的有源鉗位正激變換器，器件增添較多，控制較為繁瑣。

基于以上研究現(xiàn)狀，本文提出一種變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器。該變換器在傳統(tǒng)有源鉗位副邊增加一個(gè)開關(guān)管和一個(gè)整流二極管。變換器具有高匝比和低匝比兩種工作模式，其中高匝比工作在低壓輸入，低匝比工作在高壓輸入，兩種模式能夠根據(jù)輸入電壓自行切換。這種匝比切換技術(shù)為寬輸入電壓適應(yīng)性提供了可能，也緩解了副邊功率器件承受的電壓應(yīng)力；變壓器副邊能夠輸出三電平，減小濾波電感，優(yōu)化變換器體積[7]。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該變換器具有較高的研究?jī)r(jià)值。

1 工作原理

1.1 電路拓?fù)?/h3>

圖1為變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器電路拓?fù)洹1為一次側(cè)有源鉗位主功率開關(guān)管；S2為鉗位開關(guān)管；CC為鉗位電容；S3為匝比切換開關(guān)管；D1，D2為二次側(cè)功率整流二極管；D3為續(xù)流二極管；Lo為輸出濾波電感；Co為輸出濾波電容；RL為負(fù)載；CS1～CS3分別為 S1～S3的體電容；DS1～DS3分別為S1～S3的體二極管。變壓器T的匝比設(shè)置為：n1=N21/N1，n2=(N22+N21)/N1。

圖1 變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器Fig.1 Variable structure active clamp forward converter

為了方便分析，假設(shè)：1)所有元器件均為理想的；2)CC足夠大，可以被當(dāng)做恒壓源看待；3)輸出濾波電感足夠大，可以當(dāng)作恒流源看待。

1.2 高匝比模式

高匝比模式下主要波形如圖2所示，其中Vgs1，Vgs2，Vgs3分別是 S1，S2，S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；Vds1為 S1兩端電壓；Urect為變壓器二次側(cè)整流后電壓；im為原邊勵(lì)磁電流。此模式下，原邊主開關(guān)管占空比為0.5不變，副邊開關(guān)管參與調(diào)節(jié)，圖3給出變換器在單周期內(nèi)9個(gè)工作模態(tài)下的等效電路。

圖2 高匝比模式下的關(guān)鍵波形Fig.2 Key waveforms in high aspect ratio mode

圖3 高匝比模式下開關(guān)模態(tài)等效電路Fig.3 Switching mode equivalent circuit in high turn ratio mode

1）工作模態(tài) 1[t0—t1]：t0時(shí)，S1導(dǎo)通，S2，S3處于關(guān)斷狀態(tài)。此階段，Vds1=0，S2兩端電壓Vds2=Uin+VCC，變壓器原邊繞組兩端電壓U1=Uin，電流為i1=im+Io/n1，變壓器正向勵(lì)磁，勵(lì)磁電流im處于增加階段，D2導(dǎo)通，D1，D3截止，能量經(jīng)T傳遞到負(fù)載，變壓器副邊輸出電壓n1Uin。

式中：Im為勵(lì)磁電流；Io為輸出電流；Lm為勵(lì)磁電感；Uo為輸出電壓。

2）工作模態(tài) 2[t1—t2]：t1時(shí)刻，S3導(dǎo)通，變換器切換到高匝比工作。此階段，變壓器繼續(xù)正向勵(lì)磁，一次側(cè)電流大小為 i1=im+Io/n2，D1導(dǎo)通，D2，D3截止，能量經(jīng)T傳遞到負(fù)載，變壓器副邊輸出電壓n2Uin。

3）工作模態(tài) 3[t2—t3]：t2時(shí)刻，S3關(guān)斷，變換器切換到低匝比工作，變壓器正向勵(lì)磁，D2導(dǎo)通，D1，D3截止，變壓器副邊輸出電壓n1Uin。

4）工作模態(tài) 4[t3—t4]：t3時(shí)刻，S1關(guān)斷，S1實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，負(fù)載電流換算到原邊，其大小為Io/n，其和勵(lì)磁電流im同時(shí)作用，使得CS1充電，CS2放電。因此，Vds1開始從零增加，在t4時(shí)刻，增加到Uin，im電流升至最大值，變壓器副邊輸出電壓為0。

5）工作模態(tài) 5[t4—t5]：t4時(shí)刻，Vds1=Uin，D3導(dǎo)通，D1，D2截止，一次電流只有勵(lì)磁電流。此階段，im不變，Vds1因Lm與CS1諧振而繼續(xù)增加，當(dāng)增加到Uin+VCC，DS1導(dǎo)通，S2兩端電壓置零，變壓器無(wú)能量傳輸。

式中：ωm為諧振角頻率。

6）工作模態(tài)6[t5—t6]：t5時(shí)刻，Vds2=0，S2零電壓開通，Vds1=Uin+VCC，變壓器原邊電壓為-VCC，勵(lì)磁電流im開始從最大值開始下降，在t6時(shí)刻下降至0。

7）工作模態(tài)7[t6—t7]：此階段，VCC反向給Lm充電，im反向增加。在t7時(shí)刻關(guān)斷S2，由于鉗位電容和S1結(jié)電容的存在，S2兩端電壓不能突變，故S2是零電壓關(guān)斷。

8）工作模態(tài) 8[t7—t8]：S2關(guān)斷后，Lm與 CS1諧振，CS1放電，從最大值Uin+VCC開始減小，勵(lì)磁電流繼續(xù)反向增加，直到t8時(shí)刻Vds1下降至Uin，勵(lì)磁電流反向達(dá)到最大。

式中：Zm為諧振電路特征阻抗。

9）工作模態(tài)9[t8—t9]：此階段，Lm與CS1繼續(xù)諧振，Vds1繼續(xù)下降，t9時(shí)刻減小至零，DS1導(dǎo)通，下個(gè)周期到來(lái)時(shí)，S1即可完成零電壓開通。變壓器一次、二次側(cè)電壓雖然被鉗位為零，但仍然會(huì)有勵(lì)磁電流存在，且保持幅值不變。

1.3 低匝比模式

為了提高輸入電壓的適應(yīng)范圍，副邊開關(guān)管S3的占空比會(huì)隨著電壓的升高逐漸減小至零，進(jìn)入關(guān)斷狀態(tài)，自動(dòng)切換至低匝比工作，低匝比模式下主電路如圖4所示。低匝比模式工作下的變換器與傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器類似，這里不再詳細(xì)分析。

圖4 低匝比模式下主電路圖Fig.4 Main circuit diagram in low turn ratio mode

2 控制策略分析

圖5給出該變換器的控制原理圖，其控制方法為：給定固定0.45占空比的PWM信號(hào)直接作為主電路鉗位開關(guān)管S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，給定固定0.5占空比PWM信號(hào)SA，與此同時(shí)，將輸出電壓處理后與提前設(shè)定的電壓基準(zhǔn)進(jìn)行比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的PI信號(hào)與如圖5a所示的兩個(gè)三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生兩路PWM信號(hào)Sa和Sb，該兩路信號(hào)再和SA進(jìn)行邏輯與，得到S1，S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖5 變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器控制原理圖Fig.5 Variable structure active clamp forward converter control schematic

3 變換器特性分析

3.1 軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)

原邊功率管的軟關(guān)斷較為容易實(shí)現(xiàn)，而要實(shí)現(xiàn)其軟開通，則需合理地設(shè)置電路參數(shù)，所設(shè)置參數(shù)必須滿足以下關(guān)系：

Im(max)近似為

式中：n為變壓器匝比；Io為輸出電流。

將式（11）代入式（10）可得：

由式（12）可知，輸入輸出電壓不變時(shí)，采用變?cè)驯冉Y(jié)構(gòu)，變壓器匝比的增大，一定程度上有利于零電壓開關(guān)ZVS的實(shí)現(xiàn)。

3.2 應(yīng)力分析、寬輸入電壓范圍

Umax，Umin分別代表輸入電壓的極大、極小值，匝比切換電壓設(shè)置為Uk，變壓器副原邊匝比如下式所示：

為方便分析，假設(shè)：Uin=200～500 V，Uo=180 V，Uk=360 V，Po=500 W，S1最大占空比D1max=0.5，S3占空比最大為Dfmax=0.45。

當(dāng)變換器在全輸入范圍內(nèi)工作時(shí)，需滿足以下關(guān)系：

求得n1=1，n2=1.9。由此可算出副邊二極管電壓應(yīng)力最大值范圍為

當(dāng)匝比固定時(shí)，為保證變換器能在最大占空比工作時(shí)達(dá)到額定輸出，則需滿足：

求得n0=1.8。此結(jié)構(gòu)下副邊二極管電壓應(yīng)力最大，如下式：

同時(shí)，一次側(cè)S1的峰值電流可以表示為

由式（18）可以看出，變?cè)驯燃夹g(shù)可通過(guò)減低匝比n來(lái)降低主開關(guān)S1的電流應(yīng)力。

由以上分析可知，在同等輸入電壓下，變?cè)驯燃夹g(shù)一定程度上降低了原邊主開關(guān)管的峰值電流和副邊二極管電壓應(yīng)力，為提高輸入電壓范圍，創(chuàng)造了條件。

3.3 輸出濾波電感分析

傳統(tǒng)正激變換器的整流輸出電平在0和n0Uin之間變換。引入變?cè)驯冉Y(jié)構(gòu)后，變壓器匝比可隨輸入電壓的變化而變換，當(dāng)輸入電壓范圍為[Umin，Uk]時(shí)，變壓器副邊輸出為三電平，即 0，n1Uin，n2Uin。當(dāng)輸入電壓升高，范圍為[Uk，Umax]時(shí)，變壓器切換到低匝比工作，變壓器副邊輸出為兩電平，即0，n1Uin。為說(shuō)明匝比可變的有源鉗位正激變換器在減小濾波電感體積方面存在優(yōu)勢(shì)，將其濾波電感電流紋波與傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器電感電流紋波做了對(duì)比分析，如圖6、圖7所示。

圖6 傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器整流電壓和濾波電感電流波形Fig.6 Traditional active clamp forward converter rectifier voltage and filter inductor current waveforms

圖7 變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器整流電壓和濾波電感電流波形Fig.7 Variable structure active clamp forward converter rectifier voltage and filter inductor current waveforms

圖7中，Uo為輸出電壓，Urect為二次側(cè)整流后電壓，D0為傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器下的占空比，D1與Df為變?cè)驯茸儞Q器原邊開關(guān)管與副邊開關(guān)管的占空比，iLo1為傳統(tǒng)變換器的濾波電感電流，iLo2為變?cè)驯茸儞Q器的濾波電感電流。假定兩變換器輸入、輸出、頻率等關(guān)鍵參數(shù)相等，傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器輸入輸出關(guān)系式為

匝比可變的有源鉗位正激變換器輸入輸出關(guān)系式為

式中：D1，Df為不同輸入電壓下的有效占空比。

如圖6所示，傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器輸出濾波電感可表示為

式中：f為工作頻率；ΔILo1為傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器的電感電流脈動(dòng)值。

如圖7所示，變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器的輸出濾波電感可表示為

式中：ΔILo2為變?cè)驯茸儞Q器的電感電流脈動(dòng)值。

根據(jù)式（21）和式（22），以Lo1(max)為基準(zhǔn)，對(duì)兩種變換器不同輸入電壓下的濾波電感進(jìn)行歸一化處理，繪制出兩變換器濾波電感比較圖，如圖8所示。由圖8可知，變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器的濾波電感值應(yīng)當(dāng)取下式的最大值：

圖8 兩變換器濾波電感比較Fig.8 Comparison of filter inductance of two converters

由圖8可知，變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器的濾波電感是傳統(tǒng)有源鉗位正激變換器的0.8倍左右，由此可見(jiàn)，變?cè)驯燃夹g(shù)減小了濾波電感體積。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析，設(shè)計(jì)制作一臺(tái)500 W原理樣機(jī)，其參數(shù)如下：Uin=200～500 V，Uo=180 V，fs=50 kHz，Po=500 W。原邊開關(guān)管采用STW12N120K5，副邊開關(guān)管采用GT40WR21，副邊二極管采用DH20-18A。N1=13匝，N21=13匝；N22=12匝；Lo=1.45 mH；Co=470 μF。

圖9a、圖9b分別是變換器在穩(wěn)態(tài)下輸入電壓為250 V，500 V工作的波形。圖中Vgs1為原邊主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形，Vgs3為副邊匝比切換開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形，Uo為輸出電壓，Urect為變壓器副邊電壓。當(dāng)Uin＜360 V時(shí)，原邊主開關(guān)占空比固定在0.5不變，副邊開關(guān)管參與調(diào)節(jié)，變壓器副邊輸出三電平，擴(kuò)寬了輸入電壓范圍，提高了變壓器利用率；當(dāng)Uin=360～500 V時(shí)，副邊開關(guān)管關(guān)斷，原邊開始調(diào)節(jié)，變換器切換到兩電平工作模式，減小了副邊整流電壓應(yīng)力。

圖9 變換器輸出電壓波形Fig.9 Converter output voltage waveforms

圖10為變換器輸出電感電流波形，iLo為濾波電感電流。由圖10可知，變換器工作在高匝比工作下的電流紋波更加平緩，因此，濾波電感體積得到有效減小。

圖10 輸出電感電流波形Fig.10 Output inductor current waveforms

圖11為輸入電壓為500 V時(shí)S1，S2的軟開關(guān)波形，Vgs1，Vgs2為驅(qū)動(dòng)波形，Vds1，Vds2為漏源電壓。由圖11可知，S1，S2均實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)。

圖11 Uin=500 V時(shí)，S1，S2軟開關(guān)波形Fig.11 S1，S2soft switching waveforms when Uin=500 V

圖12為變換器功率曲線圖。由圖12可知，在不同輸出功率下，變換器在輸入電壓范圍內(nèi)均能達(dá)到較高效率，輸入電壓對(duì)變換器效率影響不大，變換器適用于寬輸入電壓范圍。

圖12 效率隨輸入電壓變化曲線Fig.12 Efficiency versus input voltage curves

5 結(jié)論

本文提出一種變結(jié)構(gòu)有源鉗位正激變換器，通過(guò)詳細(xì)的理論分析及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證可知，該變換器具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1）變壓器匝比可隨電壓變換而自我調(diào)節(jié)，在高壓輸入時(shí)能有效降低副邊功率器件電壓應(yīng)力，使變換器適應(yīng)寬電壓輸入范圍。

2）原邊引入有源鉗位結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了原邊開關(guān)管的ZVS，降低開關(guān)損耗，且占空比可以達(dá)到0.5，提高了效率。

3）變換器在高匝比工作時(shí)，電流紋波較小，減小了濾波電感的體積。