廖鴻飛，帥定新，龍濤元

（1.中山火炬職業(yè)技術(shù)學(xué)院光電信息學(xué)院，廣東 中山 528400；2.攀枝花學(xué)院智能制造學(xué)院，四川 攀枝花 617000）

諧振變換器由于能實(shí)現(xiàn)功率器件的軟開關(guān)，效率較高，因此得到了廣泛應(yīng)用。通常高壓靜電除塵等高壓大功率輸出場合[1-2]采用LCC諧振變換器，而在中小功率場合采用LLC諧振變換器[3]。但是近年來，研究者發(fā)現(xiàn)相對于LLC諧振變換器，LCC諧振變換器具有更好的輕載特性和更寬的輸出電壓范圍，因此LCC諧振變換器在LED驅(qū)動等中小功率場合的應(yīng)用日益增多[4-6]。LCC諧振變換器通常有電感輸出濾波[7]與電容輸出濾波[8]兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。電容輸出濾波結(jié)構(gòu)元件數(shù)量少，副邊二極管可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷[9]，更適于中小功率場合[10]。在工作模式方面，LCC諧振變換器有電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式，電流連續(xù)模式的LCC諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)感性，可以使開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通，因此適合于以MOSFET作為主開關(guān)管[9]的中小功率場合。

目前，許多學(xué)者對電流連續(xù)模式的電容輸出濾波LCC諧振變換器原理及參數(shù)設(shè)計(jì)方法進(jìn)行了研究，提出了變換器的等效電路[8，11]和參數(shù)設(shè)計(jì)方法[12-13]，但這些設(shè)計(jì)分析方法都忽略了死區(qū)時(shí)間對變換器的影響，只是根據(jù)預(yù)先假設(shè)的諧振阻抗角來計(jì)算LCC諧振變換器的諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)，而諧振阻抗角過大會導(dǎo)致諧振網(wǎng)絡(luò)有較大的無功環(huán)流，效率較低，諧振阻抗角太小可能導(dǎo)致無法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，因此根據(jù)經(jīng)驗(yàn)預(yù)設(shè)阻抗角無法保證變換器的參數(shù)是最優(yōu)的[14-15]，也就無法保證效率是最高的。要實(shí)現(xiàn)變換器參數(shù)的優(yōu)化，需要尋找到阻抗角設(shè)置的約束條件，使LCC諧振變換器在實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的同時(shí)，諧振阻抗角最小，減小變換器的損耗。

本文通過分析電容輸出濾波的半橋LCC諧振變換器的死區(qū)時(shí)間、諧振阻抗角與損耗之間的關(guān)系，提出了死區(qū)時(shí)間和最小阻抗角的選擇方法，使得變換器在實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的條件下，減小了變換器的損耗，提高了變換器的效率。根據(jù)該方法設(shè)計(jì)的160 W樣機(jī)效率達(dá)到94.2%。

1 電容輸出濾波的LCC諧振變換器工作原理

圖1所示為電容輸出濾波的半橋LCC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，Q1，Q2為半橋開關(guān)管，以50%的占空比互補(bǔ)導(dǎo)通；DQ1，DQ2分別為 Q1，Q2的寄生體二極管；C1，C2分別為 Q1，Q2的寄生電容；Ls，Cs，Cp構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)；D1，D2，D3，D4構(gòu)成次級側(cè)全橋整流電路；變壓器原副邊匝比為n：1；Co為輸出濾波電容；Ro為負(fù)載電阻。其穩(wěn)態(tài)工作波形如圖2所示，圖中φ為諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗角，θ為副邊二極管的導(dǎo)通角。

圖1 電容輸出濾波LCC諧振變換器原理圖Fig.1 LCC resonant converter with capacitive output filter

圖2 LCC諧振變換器的穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.2 Waveforms of LCC resonant converter

變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的工作模態(tài)如下：

1）模態(tài)1（t0—t1）：初始狀態(tài)t0時(shí)，Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，Q2處于關(guān)斷狀態(tài)，副邊二極管D2，D3導(dǎo)通，半橋中點(diǎn)電壓Ua為輸入電源電壓，并聯(lián)諧振電容Cp兩端電壓被輸出電壓鉗位，電壓為-nUo，Ls，Cs諧振。由于此時(shí)諧振電流為負(fù)值，因此其瞬時(shí)功率p=ui＜0，諧振網(wǎng)絡(luò)將能量倒送回電源，形成無功環(huán)流。

2）模態(tài)2（t1—t2）：在t1時(shí)刻，諧振電流過零，副邊二極管全部截止，諧振電流開始給并聯(lián)諧振電容Cp充電，到t2時(shí)刻，并聯(lián)諧振電容Cp的電壓上升到nUo。

3）模態(tài) 3（t2—t3）：在 t2時(shí)刻，副邊二極管 D1，D4導(dǎo)通，Cp兩端電壓被輸出電壓鉗位，Ls，Cs與負(fù)載形成諧振，輸入電源的能量通過諧振網(wǎng)絡(luò)和變壓器傳遞給負(fù)載。

4）模態(tài) 4（t3—t4）：在 t3時(shí)刻，Q1，Q2關(guān)斷，變換器進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，諧振電流將通過Q1，Q2的寄生電容 C1，C2形成回路，諧振電流ir給 C1充電，使其電壓逐漸上升，給C2放電，使其電壓逐漸下降，當(dāng)C2兩端電壓逐漸下降到零，下管Q2的寄生體二極管DQ2將導(dǎo)通，忽略二極管壓降，Q2兩端將鉗位至0 V。在t4時(shí)刻給Q2柵極一個(gè)高電平，Q2將實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

其后變換器進(jìn)入另一半工作周期，其工作原理與上述半個(gè)周期相似，不再詳述。

2 LCC諧振變換器的損耗及軟開關(guān)分析

2.1 LCC諧振變換器的阻抗角與損耗分析

從圖2的穩(wěn)態(tài)工作波形分析可以看出，為了保證開關(guān)管能實(shí)現(xiàn)零電壓開通，諧振網(wǎng)絡(luò)通常呈現(xiàn)感性，即諧振電流滯后于電壓，這使得在每半個(gè)周期中，諧振網(wǎng)絡(luò)都有一段時(shí)間向電源輸送能量，即無功環(huán)流。其無功功率為

式中：Ur為諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的有效值；Ir為諧振電流的有效值。

從式（1）可見，阻抗角φ越大，諧振網(wǎng)絡(luò)中無功功率越大，也就是無功環(huán)流越大。由于線路中存在寄生電阻，因此無功功率的流動將在電路中產(chǎn)生導(dǎo)通性損耗。而電容輸出的LCC諧振變換器的開關(guān)管均為零電壓開通，輸出二極管都為零電流關(guān)斷，因此導(dǎo)通性損耗是LCC諧振變換器的主要損耗。

由于變換器最終需要向負(fù)載提供有功功率，因此對于LCC諧振網(wǎng)絡(luò)，其輸出的有功功率為

由式（2）可以得到諧振電流有效值為

假設(shè)電流回路中總的寄生電阻為r，則電流所造成的導(dǎo)通損耗為

由式（4）可以得到損耗與阻抗角之間的關(guān)系曲線如圖3所示。從圖中可見，電路中的導(dǎo)通損耗會隨著阻抗角的增大而增大，當(dāng)阻抗角超過一定值時(shí)，損耗將急劇增加。因此減小阻抗角可以降低變換器的損耗。

圖3 損耗與阻抗角之間的關(guān)系曲線Fig.3 Relationship between power loss and impedance angle

2.2 LCC諧振變換器的軟開關(guān)條件

從圖3中看到，減小諧振阻抗角可以減小損耗，提高變換器效率。然而，阻抗角太小，將使得開關(guān)管換流時(shí)的電流減小，不利于開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通。為了能夠在減小阻抗角的同時(shí)保證開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通，實(shí)現(xiàn)諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的優(yōu)化，需要對LCC諧振變換器的軟開關(guān)條件進(jìn)行分析。對穩(wěn)態(tài)時(shí)工作模態(tài)4的分析可知，開關(guān)管要實(shí)現(xiàn)零電壓開通，需要在換流期間，也就是死區(qū)時(shí)間內(nèi)完成開關(guān)管輸出結(jié)電容的充放電，分析圖2可知Q1在t0時(shí)刻導(dǎo)通，對應(yīng)的電流為ir（t0），因此要實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)條件，必須滿足：

式中：td為死區(qū)時(shí)間；Coss為開關(guān)管的輸出結(jié)電容。

諧振電流近似為正弦波，因此可假設(shè)諧振電流為

式中：ILrmax為諧振電流最大值；Ir為諧振電流有效值；φ為諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗角。

諧振電流最大值為[8]

由式（6）可得t=0時(shí)刻諧振電流為

聯(lián)立式（5）～式（8）得到滿足軟開關(guān)的阻抗角為

式中：x為死區(qū)時(shí)間與開關(guān)周期的比值。

從式（9）可見阻抗角還與負(fù)載電流有關(guān)。圖4所示為阻抗角與負(fù)載電流的關(guān)系，當(dāng)負(fù)載電流減小時(shí)，阻抗角將增大，在空載時(shí)，阻抗角將接近于90°。負(fù)載電流最大時(shí)，對應(yīng)的阻抗角最小，因此設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)按最大負(fù)載電流計(jì)算所需的阻抗角。圖5所示為實(shí)現(xiàn)零電壓開通所需的最小阻抗角與死區(qū)時(shí)間的關(guān)系曲線，可以看到，死區(qū)時(shí)間越大，其所需的阻抗角將越小，這有利于減小損耗。但同時(shí)也可以看到死區(qū)時(shí)間與阻抗角之間并不是線性關(guān)系，當(dāng)死區(qū)時(shí)間大于一定值時(shí)，曲線將變得平緩，阻抗角隨死區(qū)時(shí)間的變化將不明顯。

圖4 阻抗角與負(fù)載電流的關(guān)系Fig.4 Relationship between impedance angle and load current

圖5 最小阻抗角與死區(qū)時(shí)間的關(guān)系曲線Fig.5 Relastionship between minimum impedance angle and dead time

2.3 死區(qū)時(shí)間對變換器的影響

雖然增大死區(qū)時(shí)間將減小損耗，但是增大死區(qū)時(shí)間，使得開關(guān)管的占空比減小，將影響諧振電流。由于在開關(guān)管導(dǎo)通期間，輸入諧振網(wǎng)絡(luò)的有功功率為

因此諧振電流有效值為

由式（11）可得到歸一化的諧振電流如下式：

式中：Iin為輸入電流有效值；ω為諧振頻率。

圖6所示為死區(qū)時(shí)間、阻抗角和諧振電流之間的關(guān)系曲線。從圖中可以看到，當(dāng)阻抗角達(dá)到一定值時(shí)，諧振電流將急劇增加，這與圖3所示一致。死區(qū)時(shí)間越小，歸一化諧振電流越接近1，諧振電流越小，使得導(dǎo)通性損耗也越小。但是由于死區(qū)時(shí)間越小，軟開關(guān)所需要的諧振阻抗角越大，因此需要折中選擇死區(qū)時(shí)間和諧振阻抗角。從圖3和圖6可見，阻抗角小于20°時(shí)，阻抗角的變化對損耗和諧振電流的影響非常小。因此可以將阻抗角設(shè)定在小于20°的范圍內(nèi)，再根據(jù)軟開關(guān)條件選擇死區(qū)時(shí)間。

圖6 死區(qū)時(shí)間、阻抗角與諧振電流的關(guān)系曲線Fig.6 Relationship between deadtime，impedance angle and resonant current

3 LCC諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)

從前述分析可以看到，LCC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，不僅要滿足軟開關(guān)條件，還需要使得諧振阻抗角在合理范圍，才能使得諧振網(wǎng)絡(luò)無功環(huán)流最小，變換器的導(dǎo)通損耗最小。因此LCC諧振變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)應(yīng)該首先考慮死區(qū)時(shí)間與滿載時(shí)諧振阻抗角的選擇，然后再根據(jù)輸出的電壓電流確定變壓器匝比及諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。具體的參數(shù)設(shè)計(jì)步驟如下：

1）死區(qū)時(shí)間的選取。LCC諧振變換器的死區(qū)時(shí)間對諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗角和變換器效率有重要影響，因此要實(shí)現(xiàn)諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)，首先需要合理選取死區(qū)時(shí)間。而死區(qū)時(shí)間與開關(guān)管的輸出寄生電容密切相關(guān)，可以根據(jù)所選的開關(guān)管的輸出寄生電容，由式（9）得到死區(qū)時(shí)間為

式中：Iomax為最大負(fù)載電流。

阻抗角φ可以根據(jù)圖5選擇，一般小于20°。

2）變壓器匝數(shù)比的確定[9]。從圖2所示的波形可以看到，在t2—t5時(shí)間段內(nèi)，變壓器副邊二極管導(dǎo)通，原邊向副邊傳遞能量，因此輸出電流平均值為

可得變壓器的匝數(shù)比為

3）導(dǎo)通角的取值。從工作狀態(tài)可知，在t1—t2階段，諧振電流給并聯(lián)電容Cp充電，使得Cp兩端的電壓從-nUo變到nUo，因此有：

從圖2的波形可以看出，導(dǎo)通角為半個(gè)開關(guān)周期減去電容電壓上升的時(shí)間，因此有：

4）諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的確定。由式（17）可以得到LCC諧振網(wǎng)絡(luò)的并聯(lián)諧振電容為

定義k為電容比，即k=Cp/Cs，當(dāng)k值越大，其特性越接近并聯(lián)諧振，LCC諧振變換器的頻率范圍越窄，一般情況下為簡化分析取k=1。由此可得串聯(lián)諧振電感為

由以上可以完成整個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的設(shè)計(jì)。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

采用本文提出的方法設(shè)計(jì)了160 W LCC諧振變換器，主開關(guān)管采用IPB60R060P7，從規(guī)格書上可以得到該MOSFET輸出等效電容為89 pF，根據(jù)圖5、圖6，選擇死區(qū)時(shí)間為開關(guān)周期的1%，即160 ns，阻抗角設(shè)置為18°，關(guān)鍵參數(shù)及元件值如下：輸入電壓Uin=400 V，輸出電壓Uo=80 V，滿載輸出電流Io=2 A，滿載開關(guān)頻率fs=60 kHz，變壓器匝數(shù)比n=3，諧振電感Lr=700 μH，串聯(lián)諧振電容Cs=10 nF，并聯(lián)諧振電容Cp=10 nF。

圖7所示為LCC諧振變換器的實(shí)驗(yàn)波形，波形中Ug1，Ug2分別為半橋開關(guān)管Q1，Q2的驅(qū)動信號，Ua為半橋中點(diǎn)電壓，即下管Q2的漏源極電壓波形，ir為諧振電流波形。圖7a為變換器滿載時(shí)的波形，圖中可見諧振電流ir滯后于半橋中點(diǎn)電壓Ua，滯后時(shí)間為0.8 μs，由于開關(guān)頻率為60 kHz，因此阻抗角為18°。從圖7的波形可以看到，隨著負(fù)載的減小，諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗角逐漸增大，當(dāng)空載時(shí)，從圖7e中可以看到電流滯后于電壓90°，與前面分析一致，變換器諧振網(wǎng)絡(luò)中有大量無功功率，空載時(shí)的諧振電流最大值仍然接近0.6 A，這使得變換器雖然更加容易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但是由于無功環(huán)流較大，LCC諧振變換器空載損耗較大。在圖8所示的變換器效率曲線中可以看到，由于輕載時(shí)的無功環(huán)流較大，因此變換器在輕載時(shí)效率較低，滿載時(shí)效率可以達(dá)到94.2%。

圖7 LCC諧振變換器的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experiment waveforms of LCC resonant converter

圖8 LCC諧振變換器的效率曲線Fig.8 Efficiency curve of LCC resonant converter

5 結(jié)論

由于諧振阻抗角及死區(qū)時(shí)間對LCC諧振變換器的損耗有重要影響，因此需要對LCC諧振變換器的阻抗角和死區(qū)時(shí)間進(jìn)行研究。通過分析LCC諧振變換器死區(qū)時(shí)間、諧振阻抗角和效率之間的關(guān)系，提出在滿足軟開關(guān)條件下的諧振阻抗角和死區(qū)時(shí)間選擇方法，并以此為基礎(chǔ)提出了LCC諧振變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)方法。實(shí)驗(yàn)證明本文提出的方法可行，提高了變換器效率。本文提出的設(shè)計(jì)方法對各種應(yīng)用場合的LCC諧振變換器的設(shè)計(jì)都具有借鑒意義。