邢延超，丁寒雪，Lu Jin，李澤群,3，何司宇

(1.青島理工大學(xué) 信息與控制工程學(xué)院，山東青島266000；2.Laboratory of Wireless Communication, School of Electrical, Electronic and Computer Engineering, University of Western Australia, Perth Australia；3.School of Electrical and Electronic Engineering, University of Technology, Sydney Australia)

0 引 言

水聲信道具有時變和強多途特性[1]，水聲信道時變特性使得水聲信道變化劇烈，常規(guī)的水聲信道估計和均衡算法失效；水聲信道強多途特性導(dǎo)致接收信號大幅度展寬，水聲信道估計和均衡難以獲得有效的估計和解碼效果。

針對水聲信道估計和均衡問題，國內(nèi)外多家機構(gòu)進(jìn)行了大量的相關(guān)研究。國外，針對水聲信道估計問題，Y.R.Zheng[2]提出基于改進(jìn)的比例歸一化最小均方水聲信道估計算法。針對水聲信道均衡問題，M.Stojanovic[3]提出自適應(yīng)判決反饋均衡算法。Y.R.Zheng[4]提出頻域Turbo均衡算法。國內(nèi)，針對水聲信道估計問題，喬鋼提出了基于基追蹤去噪的稀疏水聲信道估計算法[5]和低復(fù)雜度的OMP水聲信道估計算法[6]。針對水聲信道均衡問題，殷敬偉[7-9]進(jìn)行了盲虛擬多途干擾消除研究。鄢社鋒[10]提出免信道估計的雙向Turbo均衡算法。何成兵[11]提出了頻域和時域混合的Turbo均衡算法。

總的來說，水聲信道估計研究集中在壓縮感知框架下的OMP、基追蹤等算法和稀疏優(yōu)化自適應(yīng)框架下的改進(jìn)的比例歸一化最小均方算法。水聲信道均衡研究集中在Turbo均衡類、盲均衡類等算法。然而，這些算法僅解決了時不變和緩慢時變水聲信道估計和均衡問題，針對時變水聲信道估計和均衡問題，國內(nèi)外的研究成果都相對較少。這是因為時變信道下水聲通信的一個關(guān)鍵難點是：收發(fā)節(jié)點相對運動時，水聲信道劇烈變化，上述信道估計和均衡算法已不再適用。因此，本文提出了基于差分編碼的水聲OFDM通信（Underwater acoustic OFDM communications based on differential coding, DC-OFDM）算法，構(gòu)建了抗時變多途的通信體制，消除水聲信道估計環(huán)節(jié)，直接進(jìn)行解碼判決（均衡，檢測，估計），實現(xiàn)了時變強多途水聲信道下的可靠水聲通信。

1 DC-OFDM算法原理

DC-OFDM算法原理如圖1所示，將串行的數(shù)據(jù)（每塊數(shù)據(jù)占用帶寬B，傳輸時間Tb）轉(zhuǎn)換到M路并行子信道上傳輸，每塊數(shù)據(jù)占用寬度變?yōu)锽/M，傳輸時間變?yōu)镸Tb，減小多途時延的影響；在數(shù)據(jù)塊之間插入循環(huán)前綴（Cyclic Prefix, CP），當(dāng)CP長度大于最大多途時延，多途時延不會擴展到下一個數(shù)據(jù)塊，從而避免多途干擾。因此在時變強多途干擾下，DC-OFDM算法性能較好。

圖1 DC-OFDM算法原理Fig.1 Principle of DC-OFDM algorithm

DC-OFDM算法系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。在發(fā)送端，源碼 s經(jīng)過信道編碼、交織后，得到交織比特s′；經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換、DQPSK映射和相位編碼后，得到符號d；再經(jīng)過IFFT變換后，得到時域發(fā)送序列x(m)；加CP、并串轉(zhuǎn)換、加同步信號、D/A轉(zhuǎn)換后，得到模擬信號x~ (t)，通過換能器發(fā)出。在接收端，接收信號y~(t)經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換、同步檢測、串并轉(zhuǎn)換、去CP后，得到時域接收序列 y (m)；經(jīng)過FFT變換后，得到符號再經(jīng)過DQPSK相位解碼和解映射、并串轉(zhuǎn)換后，得到數(shù)據(jù)比特s?′；解交織、信道解碼后，可得源碼估計值s?。

發(fā)射端如圖2（a）所示，源碼s經(jīng)過信道編碼、交織后，得到交織比特s′；串并轉(zhuǎn)換后進(jìn)行DQPSK映射和相位編碼，得到符號d=[d0,···,dk,···,dK-1]；將d放置到通頻帶的前半部分，d的共軛放置到通頻帶的后半部分，然后逐列進(jìn)行M點的IFFT變換：

得到時域矩陣為：

其中，m=0,···,M-1，k=0,···,K-1；加循環(huán)前綴、并串轉(zhuǎn)換、加同步信號、D/A轉(zhuǎn)換后，可得發(fā)送的模擬信號x~ (t)。

常用的時變多途水聲信道模型如下[12]：

其中，時變水聲信道多途數(shù)為P，第p條路徑的增益為Ap(t)，時延為 τp(t)，噪聲為n(t)。

圖2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.2 System structure

經(jīng)過水聲信道后，得到接收信號為：

接收端如圖2（b）所示，先進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換、同步檢測、串并轉(zhuǎn)換、去CP后，得到時域接收矩陣為：

進(jìn)行FFT變換：

2 仿真試驗

南海實測水聲信道如圖3所示，橫軸表示時域抽頭數(shù)，縱軸表示歸一化幅度。系統(tǒng)參數(shù)設(shè)定如表1所示。傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)如圖4所示，1幀數(shù)據(jù)由多塊數(shù)據(jù)構(gòu)成，每塊數(shù)據(jù)由循環(huán)前綴（網(wǎng)格表示，CP1，CP2，…，CPn）和有效傳輸數(shù)據(jù)（D1，D2，…，Dn）構(gòu)成，同步頭、同步尾采用線性調(diào)頻信號，LFM1為幅值1V的線性調(diào)頻信號，LFM2為幅值0.6V的線性調(diào)頻信號，這是為了避免同步檢測時檢測到同步尾。

圖3 實測南海信道Fig.3 Measured south china sea channel

表1 DC-OFDM系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 DC-OFDM system parameters

3種編碼方式性能對比如圖5所示，橫軸表示信噪比（Signal Noise Ratio, SNR），縱軸表示100組仿真試驗平均誤碼率（Bit Error Rate, BER）。DBPSK解碼性能好于DQPSK，DQPSK好于D8PSK；DQPSK比DBPSK頻帶利用率更高，比D8PSK抗噪聲性能更好，因此在水箱試驗時選擇性能折中的DQPSK。信噪比為8dB時，DQPSK100組仿真試驗全部正確解碼。

圖4 傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of transmitted data

圖5 三種編碼方式性能對比（100組）Fig.5 Performance comparison of three coding methods (100 groups)

3 水箱試驗

水箱長1.16 m寬0.76 m高0.62 m，試驗設(shè)定如圖6所示。換能器、水聽器布放如圖6（a）所示，收發(fā)節(jié)點水平距離0.4 m，換能器和水聽器布放深度0.5 m。時變信道構(gòu)造過程如圖6（b）所示，試驗時用水盆在水面劃水，造成水面波動，增強信道時變性。系統(tǒng)參數(shù)設(shè)定、傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)同仿真。

圖6 試驗設(shè)定Fig.6 Experiment sets

水箱試驗如圖7所示。水箱隨機信道如圖7（a）所示，其中橫軸表示時域抽頭數(shù)，縱軸表示歸一化幅度，對比圖3可知水箱信道具有強多途干擾。發(fā)射及接收信號如圖7（b）和圖7（c）所示。

由于收發(fā)節(jié)點距離較近，環(huán)境噪聲較小，所以接收信號信噪比較高。試驗10次，每次發(fā)射不同的數(shù)據(jù)，解碼均為0誤碼。任取其中一組接收數(shù)據(jù)作為基準(zhǔn)（由于信噪比較高，此時可近似當(dāng)成無噪聲處理），人為加入隨機高斯白噪聲，獲得信噪比0～16 dB的接收信號。采用所提算法，解碼性能如圖7（d）所示，橫軸表示信噪比，縱軸表示DQPSK100組水箱試驗平均誤碼率。信噪比為15dB時，100組全部正確解碼。從水箱試驗可看出：所提算法可有效適用于時變強多途干擾的水聲信道，可解決水聲信道時變強多途干擾問題。對比圖5可看出：所提算法在水箱通信時的性能弱于南海實測水聲信道仿真時的性能，這是由水箱通信時的時變強多途干擾造成。

圖7 水箱試驗Fig.7 Water tank experiment

4 結(jié) 語

本文提出了時變強多途水聲信道下的DC-OFDM算法，利用循環(huán)前綴技術(shù)以及OFDM通信技術(shù)固有的抗多途特性，可有效消除時變多途干擾。南海實測信道仿真和水箱試驗結(jié)果表明：所提算法可有效解決水聲信道時變強多途干擾的問題，實現(xiàn)可靠水聲通信。