（許繼電源有限公司，河南 許昌 461000）

隨著LLC諧振變換器的研究和發(fā)展，該電路在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、變換效率、功率密度、器件開關(guān)等方面優(yōu)勢(shì)更加明顯，應(yīng)用范圍越來(lái)越廣，例如燃料電池、直流微電網(wǎng)等領(lǐng)域[1-3]。脈沖頻率調(diào)制（pulse frequency modulation，PFM）是一種常用的LLC變換器調(diào)制策略，但該調(diào)制策略下輸出電壓范圍受到限制，為達(dá)到寬范圍輸出的目的，還需采用其他辦法。

第一類方法是優(yōu)化電路的參數(shù)或者拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，從而改善變換器輸出電壓的范圍，例如提高諧振電感與勵(lì)磁電感比值；增加LC并聯(lián)諧振電路使其在并聯(lián)諧振點(diǎn)附近能輸出低電壓；控制開關(guān)管使得整流器進(jìn)行全橋與半橋模式的切換[4-6]。第二類方法是優(yōu)化LLC變換器調(diào)制策略，將PFM調(diào)制與其他調(diào)制策略相結(jié)合，常見的有移相控制（phase shift modulation，PSM）、突發(fā)控制（burst mode control，BMC）以及脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）。文獻(xiàn)[7]介紹了一種PFM控制輸出電壓、PSM進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆绞?，以?shí)現(xiàn)LLC變換器并聯(lián)時(shí)的均流控制。文獻(xiàn)[8]中提到的PFM與PSM相結(jié)合的方式實(shí)現(xiàn)了全范圍軟開關(guān)和寬電壓范圍工作。文獻(xiàn)[9-10]介紹了PFM與PWM結(jié)合的調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)方法，但該方式會(huì)引入開關(guān)管發(fā)熱不均衡的問(wèn)題。

結(jié)合以上分析，本文提出了一種新型的PWM與PFM復(fù)合控制策略，即將有限雙極性PWM控制的ZVZCS優(yōu)勢(shì)引入到LLC控制中，在輕載時(shí)采用PWM控制模式，在重載時(shí)采用PFM控制模式，從而在輕載和滿載范圍內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了對(duì)輸出電壓的穩(wěn)定控制，并保證開關(guān)器件可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，有效提高了LLC諧振變換器的效率。論文詳細(xì)闡述了其工作原理，分析了其增益特性，進(jìn)而描述了有限雙極性PWM控制與PFM控制的復(fù)合控制策略的實(shí)現(xiàn)方法，最后在20 kW充電機(jī)上進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 LLC諧振變換器工作原理

圖1為全橋LLC諧振變換器的基本原理圖。Q1～Q4四個(gè)功率管（內(nèi)含續(xù)流二極管）構(gòu)成一個(gè)全橋電路，C1～C4為等效結(jié)電容。諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。諧振網(wǎng)絡(luò)連接在全橋的輸出A，B兩點(diǎn)之間，輸出側(cè)采用四個(gè)二極管組成全橋整流電路，將高頻交流轉(zhuǎn)換為直流輸出電壓。

圖1 LLC諧振變換器基本原理圖Fig.1 Schematic diagram of LLC resonant converter

在低輸出電壓或輕載時(shí)，LLC諧振變換器的高頻段特性較為平坦，為防止輸出電壓過(guò)高，通?？刂谱儞Q器工作在間歇模式，通過(guò)控制變換器的啟停工作從而實(shí)現(xiàn)低輸出電壓的控制。然而間歇工作模式輸出紋波通常較大，從而惡化了輸出電壓質(zhì)量、加重了濾波電容負(fù)擔(dān)。為解決該問(wèn)題，通常在傳統(tǒng)PFM控制基礎(chǔ)上疊加PWM控制，組成復(fù)合控制系統(tǒng)。PWM控制方式分為對(duì)稱控制和不對(duì)稱控制兩種，驅(qū)動(dòng)波形如圖2所示。

圖2 驅(qū)動(dòng)波形示意圖Fig.2 Schematic diagram of driving waveforms

圖 2 中 Ug1～Ug4分別為 Q1～Q4的驅(qū)動(dòng)電壓波形。對(duì)稱控制時(shí)，上下管導(dǎo)通時(shí)間相同，嚴(yán)格對(duì)稱，電路無(wú)偏磁，但無(wú)法確定死區(qū)時(shí)間，無(wú)法保障開關(guān)管零電壓開關(guān)。不對(duì)稱控制時(shí)，上下管導(dǎo)通時(shí)間不同，變壓器存在直流偏磁，變化時(shí)容易進(jìn)入飽和狀態(tài)。

為解決該問(wèn)題，本文引入了有限雙極性控制策略，即采用PWM控制方式時(shí)，既要求上下管嚴(yán)格對(duì)稱工作，防止變壓器偏磁，又要利用對(duì)管不對(duì)稱控制來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。圖3為有限雙極性控制策略下Q1～Q4的驅(qū)動(dòng)波形及主要電壓電流變化，其中g(shù)1和g2為脈寬可調(diào)的定頻調(diào)寬脈沖；g3和g4為互補(bǔ)帶死區(qū)的方波，頻率和脈寬固定。g1和g3，g2和g4的上升沿分別保持一致。Uab為加在諧振腔兩端的電壓，Ir為諧振腔電流，Uc1，Uc3分別為開關(guān)管Q1，Q3的漏源極電壓。

圖3 有限雙極性PWM控制LLC變換器工作波形Fig.3 Operating waveforms of LLC converter controlled by finite bipolar PWM

由圖1、圖3可分析電路工作過(guò)程如下：

1）工作模態(tài) 1[t0，t1]：t0時(shí)刻，Q1和 Q3同時(shí)導(dǎo)通，由于開通時(shí)刻Uc1和Uc3均為0，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。諧振電流Ir處于反向流通狀態(tài)，諧振電流經(jīng)過(guò)Q1和Q3返回母線，由于諧振電流小于勵(lì)磁電流，有部分電流流入變壓器，整流側(cè)兩個(gè)二極管導(dǎo)通。

2）工作模態(tài) 2[t1，t2]：在t1時(shí)刻，諧振電流降至0并開始反向增大，流向是從功率管Q1到諧振電感Lr、變壓器、功率管Q3，在t2時(shí)刻之前，功率從原邊流向副邊，流入變壓器的電流也開始增加，導(dǎo)致變壓器原邊電壓被鉗位，勵(lì)磁電感不參與諧振過(guò)程。

3）工作模態(tài) 3[t2，t3]：t2時(shí)刻，Q1關(guān)斷，諧振電流Ir流過(guò)C1（充電）和C2（放電）繼續(xù)按照原方向流動(dòng)，母線會(huì)補(bǔ)充一部分諧振電流幫助C1和C2換流，C2經(jīng)過(guò)一段時(shí)間的放電，在t3時(shí)刻C2上電壓降為0。

4）工作模態(tài)4[t3，t4]：C1和C2換流完成后，諧振腔不再?gòu)哪妇€汲取能量，諧振電流Ir一部分循環(huán)在諧振腔，一部分提供給變壓器，諧振電流流過(guò)諧振腔后，從Q2的體二極管續(xù)流，諧振電流不斷減小。

5）工作模態(tài)5[t4，t5]：t4時(shí)刻后，諧振電流 Ir和變壓器的勵(lì)磁電流Im相等，整流二極管零電流關(guān)斷，輸出端與原邊回路脫開，勵(lì)磁電感不再受輸出電壓的鉗位，開始參與到諧振腔進(jìn)入到LLC三諧振狀態(tài)。該模態(tài)中諧振頻率為

一般情況下，勵(lì)磁電感的電感量Lm是諧振電感電感量Lr的5～6倍，諧振周期明顯變長(zhǎng)，可近似認(rèn)為諧振電流Ir在這個(gè)階段保持不變。在此階段，負(fù)載完全依靠輸出濾波電容來(lái)提供能量。

6）工作模態(tài) 6[t5，t6]：t5時(shí)刻，Q3管關(guān)斷，逆變器進(jìn)入死區(qū)換流狀態(tài)，C3和C4在諧振電流的帶動(dòng)下開始換流，超前臂開關(guān)管結(jié)電容C1和C2在Q1關(guān)斷時(shí)已經(jīng)完成換流，在t4時(shí)刻，逆變器的兩個(gè)橋臂全部換流完成，為ZVS創(chuàng)造條件，其中C3的換流路徑為C3—D2—諧振腔—C3，C2的換流路徑為C2—母線—D2—諧振腔—C4。

7）工作模態(tài)7[t6，t7]：t6時(shí)刻之后，逆變器所有MOS管換流完成，諧振電流經(jīng)續(xù)流二極管D2和D4流入母線，直到t7時(shí)刻，Q2和Q4開通。

變換器后半個(gè)周期工作模態(tài)與前半個(gè)周期類似，只是電流方向改變。

2 基于復(fù)合控制的LLC諧振變換器紋波改善技術(shù)

2.1 諧波變換器特性分析

圖4 LLC諧振變換器的FHA等效電路Fig.4 FHA equivalent circuit for LLC resonant converter

式中：n為變壓器原副邊變比；fs為L(zhǎng)LC諧振變換器工作頻率；γ為諧振電流與輸入交流電壓之間的相位差。

采用有限雙極性PWM控制方式時(shí)，A，B兩點(diǎn)間電壓波形如圖5所示。忽略死區(qū)時(shí)間，由傅里葉分解得A，B兩點(diǎn)間的電壓基波分量為

圖5 諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓波形Fig.5 Input voltage waveform of resonant network

式中：D為超前橋臂占空比。

由文獻(xiàn)[2]可知，諧振腔的直流增益為

式中：fr為電容Cr與電感Lr的諧振頻率；fn為頻率歸一化參數(shù)；k為電感比例系數(shù)；Q為電路的品質(zhì)因數(shù)。

根據(jù)上述公式，可得到LLC諧振變換器在定頻調(diào)寬段輸入輸出增益特性：

圖6為Q=0.139 3時(shí)變換器增益隨占空比的變化曲線，在要求的占空比20%～50%之間，LLC諧振變換器在打嗝頻率處的增益被有效細(xì)化，增益特性有明顯改善，而且仿真和實(shí)驗(yàn)增益曲線較好地吻合了FHA分析的結(jié)果。

圖6 實(shí)驗(yàn)、仿真與理論分析增益曲線Fig.6 Gain curves of experiment，simulation and theoretical analysis

要實(shí)現(xiàn)ZVS，必須在開關(guān)過(guò)程中對(duì)開關(guān)管寄生電容D1～D4進(jìn)行充放電。逆變器ZVS的實(shí)現(xiàn)必須在變換器的死區(qū)時(shí)間Td內(nèi)完成，所以驅(qū)動(dòng)電路必須設(shè)置合理的死區(qū)時(shí)間。

由于工作在感性區(qū)，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電流總是滯后于開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓，當(dāng)超前臂關(guān)斷時(shí)，仍有母線電流流入諧振網(wǎng)絡(luò)，給超前臂開關(guān)管寄生電容充放電，所以超前臂ZVS相對(duì)容易實(shí)現(xiàn)。當(dāng)滯后臂關(guān)斷時(shí)，依靠關(guān)斷時(shí)刻剩余的諧振電流，給滯后臂開關(guān)管寄生電容充放電，這種情況下，要實(shí)現(xiàn)ZVS，滯后臂關(guān)斷時(shí)刻的諧振電流必須大于在死區(qū)時(shí)間內(nèi)完成對(duì)滯后臂CZVS充放電的最小電流，即

式中：Uo為輸出電壓；D為超前臂占空比；Ts為工作周期；Udc為母線電壓。

若式（6）中 Td為 350 ns，帶入后可得 D>20.44%，則超前臂有效占空比（刨去上升時(shí)間）不小于20%。

2.2 復(fù)合控制策略的原理及實(shí)現(xiàn)

LLC諧振變換器采用變頻+有限雙極性PWM的復(fù)合控制策略，借助有限雙極性控制可以實(shí)現(xiàn)變頻模式和PWM模式的無(wú)縫切換。圖7a為該復(fù)合策略控制框圖，其中G1（s），G2（s）分別為兩種調(diào)制方式下主電路傳遞函數(shù)。變換器工作頻率與對(duì)應(yīng)PI輸出的曲線如圖7b所示，分為PWM模式、變頻模式兩段，pi為PI環(huán)節(jié)輸出值，pimid為模式發(fā)生變化時(shí)對(duì)應(yīng)值，pimax為PI環(huán)節(jié)輸出的最大值。

圖7 復(fù)合策略實(shí)現(xiàn)過(guò)程Fig.7 Composite policy implementation process

1）0

2）pimid

該復(fù)合控制模式可以有效地?zé)o縫銜接PWM段和變頻段，不僅可以在穩(wěn)態(tài)時(shí)改善輸出紋波，啟動(dòng)時(shí)也可以從最大頻率點(diǎn)緩慢打開占空比，有效降低啟動(dòng)電流沖擊。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

3.1 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)搭建

為驗(yàn)證上文提出的LLC諧振變換器復(fù)合控制策略在實(shí)際應(yīng)用中的有效性，根據(jù)控制策略研究ZCZ43整車充電模塊，搭建試驗(yàn)樣機(jī)，如圖8所示，此模塊中LLC諧振變換器部分電路使用MOSFET型號(hào)為C2M0040120D，二極管型號(hào)為C4D120D，諧振電感值為34 μH。樣機(jī)技術(shù)參數(shù)如下：額定輸入電壓AC 380 V（三相三線制），電網(wǎng)頻率（50 ±1）Hz，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍DC 200～750 V，額定輸出電壓750 V，輸出電壓紋波系數(shù)≤1%，穩(wěn)壓精度≤±0.5%。通過(guò)該實(shí)驗(yàn)平臺(tái)測(cè)量LLC變換器開關(guān)管電壓電流波形變化及不同負(fù)載切換時(shí)輸出電壓紋波等波形，分析軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)和不同控制策略對(duì)紋波的影響。

圖8 ZCZ43整車充電模塊Fig.8 ZCZ43 vehicle charging module

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

圖9給出了變換器的實(shí)驗(yàn)波形，在圖9a中由上至下分別為Q1管驅(qū)動(dòng)、Q3管驅(qū)動(dòng)，原邊諧振電流和全橋電路的輸出電壓波形；圖9b和圖9c中分別為滯后臂和超前臂的驅(qū)動(dòng)和漏源極電壓?？梢钥闯?，有限雙極性控制LLC變換器可以很好地實(shí)現(xiàn)下管即超前臂的零電壓開通，由于占空比有些臨界，上管即滯后臂處于ZVS的邊緣，即上管開通時(shí)，恰好漏源極電壓過(guò)零，與前面分析一致。同時(shí)由于回路中有分布參數(shù)存在，在超前臂換流完成之后的LLC三諧振狀態(tài)中，諧振電流有些許震蕩，但是整體趨勢(shì)和仿真是一樣的，這一段時(shí)間內(nèi)，諧振電流有效值變化不大，同時(shí)，副邊二極管實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。

圖9 輕載時(shí)主要工作波形Fig.9 Main operating waveforms under light load

圖10為改進(jìn)前和改進(jìn)后的輕載電壓紋波，改進(jìn)前，LLC諧振變換器處于驅(qū)動(dòng)不連續(xù)的滿占空比打嗝狀態(tài)，改進(jìn)后，這個(gè)問(wèn)題得到了有效改善，在同樣的輕載條件下，LLC諧振變換器驅(qū)動(dòng)已經(jīng)連續(xù)，處于PWM工作模式。表1為改進(jìn)前后輸出電壓穩(wěn)壓精度及紋波系數(shù)比較，設(shè)定相同的輸出電壓與基準(zhǔn)電壓，改進(jìn)前紋波峰峰值為6.4 V，改進(jìn)后紋波峰峰值為2.4 V，由表1可知改進(jìn)前紋波系數(shù)不滿足實(shí)驗(yàn)指標(biāo)要求，采用復(fù)合控制后紋波峰值系數(shù)明顯下降，僅為之前的38%，能將紋波系數(shù)降到1%以下。改進(jìn)前后穩(wěn)壓精度均滿足指標(biāo)要求，且改進(jìn)后的控制方式穩(wěn)壓精度更小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，這種PWM控制方式有效改善了高頻增益特性，降低了紋波。

圖10 改進(jìn)前后變換器輕載時(shí)的紋波Fig.10 Ripple effects of improved front and rear converters under light load

表1 輕載時(shí)改進(jìn)前后輸出電壓比較Tab.1 Comparison of output voltages before and after improvement under light load

圖11為L(zhǎng)LC的電壓動(dòng)態(tài)波形。采用復(fù)合控制，變換器從動(dòng)態(tài)開始到結(jié)束只有5 ms，且電壓跌落60 V后回升過(guò)程中無(wú)超調(diào)，驅(qū)動(dòng)也由低占空比小增益逐步過(guò)渡到低頻高增益，中間過(guò)程無(wú)任何異常，驗(yàn)證了復(fù)合控制的有效性和可行性。

圖11 電壓動(dòng)態(tài)波形Fig.11 Voltage dynamic waveforms

4 結(jié)論

本文提出了一種復(fù)合控制策略以實(shí)現(xiàn)全橋LLC變換器全負(fù)載范圍的穩(wěn)定電壓輸出。此種控制策略混合了有限雙極性PWM控制與PFM控制模式，輕載時(shí)采用有限雙極性PWM控制模式，可以有效改善LLC諧振變換器的高頻增益特性，使得輸出紋波大大減??；輸出功率較大時(shí)采用PFM控制模式，兩種控制方式相結(jié)合并隨著輸出功率變化無(wú)縫切換，使得變換器在輕載至滿載范圍內(nèi)皆能夠保持變換器的輸出電壓穩(wěn)定和高性能。搭建了全橋LLC變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過(guò)樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所述方法的有效性與分析的正確性。